第4章_数字基带传输系统

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1、清华大学出版社第4章 数字基带传输系统学习要点：学习要点：数字基带信号的波形、功率谱及码型数字基带信号的波形、功率谱及码型数字通信系统中的码间串扰及抗噪声性能数字通信系统中的码间串扰及抗噪声性能分析数字系统传输中，分析数字基带系统减分析数字系统传输中，分析数字基带系统减小或消除码间串扰的两种基本方法小或消除码间串扰的两种基本方法时域均时域均衡与部分相应技术，并简单介绍采用眼图估计衡与部分相应技术，并简单介绍采用眼图估计通信系统性能的实验方法。通信系统性能的实验方法。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社第4章 数字基带传输系统 4.1数字基带信号的码型与波形数字基带信号的码型与波形 4.2数字

2、基带信号的功率谱数字基带信号的功率谱 4.3 数字基带传输与码间串扰（数字基带传输与码间串扰（ISI）4.4 无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性 4.5 基带传输系统的抗噪声性能分析基带传输系统的抗噪声性能分析 4.6部分响应系统部分响应系统 4.7 时域均衡技术时域均衡技术 4.8 眼图眼图第4章 数字基带传输系统清华大学出版社补充知识：指数形式的傅里叶级数（信号与系统第补充知识：指数形式的傅里叶级数（信号与系统第92页）页）设设f(t)的周期为的周期为T1，角频率为，角频率为1 1=2=2/T/T1 1，频率为，频率为f1=1/T1，则：，则：101100111011()1(

3、)1()()jntnntTjntnttTjntjnttnf tF eFf t edtTf tf t edt eT第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.1 数字基带信号的码型与波形数字基带信号的码型与波形数字基带信号的码型数字基带信号的码型数字基带信号的波形数字基带信号的波形第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.1.1 数字基带信号的码型一.码型选择 不同的数字通信系统，对数字基带信号的码型有不同要求，实际中必须合理地设计选择数字基带信号码型。基带传输信号码型设计应考虑如下原则：(1)对于传输频带低端受限的信道一般要求编码后信号中应不含有离散的直流分量，并尽量减小低频分量。(2)便于从相

4、应的基带信号中提取定时同步信号。(3)所选码型应具有检纠错能力。在信号的传输中一定会出现误码，因此便于接收端采取措施，以保证信号传输质量。(4)码型变换应与信源的统计特性无关，即对信源具有透明性。(5)编译码要简单，易于实现。(6)尽量提高码的编码效率。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 二.常用码型1.二元码二元码常用的二元码有单极性非归零码(NRZ码)、双极性非归零码(BNRZ码)、单极性归零码(RZ码)、双极性归零码(BRZ码)以及差分码等，其图形如图所示。NRZ码的“0”码与0电平对应，“1”码与正脉冲相对应，并且脉冲的宽度等于码元宽度Ts，即占空比为1。这是一种最简单的常用码型

5、BNRZ码的“0”码、“1”码分别与负脉冲、正脉冲对应，并且占空比为1。这种码与单极性不归零码的区别在于，高电平不是在整个码元期间保持不变，而是只持续一段时间，然后在码元的其余时间内返回到零(低)电平。即它的脉冲宽度比码元宽度窄，每个脉冲都回到零电平。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 BRZ码也是一种归零码，脉冲宽度小于码元宽度，信号波形采用占空比小于1。差分码的编码规则是：通过前后两个码元极性的跳变与否来表示“0”码和“1”码。当用极性的跳变表示“1”码，不变表示“0”码，此时称为传号差分码；也可以反过来表示，此时称为空号差分码。通常把编码前的信息码称为绝对码，记为an；编码后的码称为

6、差分码，记为bn。当在传号差分码时，两者有式所示关系。bn=an bn-1 an=bn bn-1第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 2.1B2B码码 通过编码将1位二进制码编为2位二进制码，通常称具有这种编码规则的码型称为1B2B码。常用的1B2B码有数字双相码、密勒码、传号反转码。若将原信息代码中的n位二进制码编为m位二进制码，我们称这种码为nBmB码。在光纤传输系统中，通常选择m=n+1，例如采用5B6B码用作三次群及四次群的传输码型。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社（1）双相码 双相码又称曼彻斯特（Manchester）码。它用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表

7、示“1”。编码规则之一是：“0”码用“01”两位码（零相位的一个周期的方波）表示，“1”码用“10”两位码（相位的一个周期的方波）表示，例如：代码：1 1 0 1 0 0 1 0 双相码：10 10 01 10 01 01 10 01 第4章 数字基带传输系统清华大学出版社（2）密勒码密勒码 密勒密勒(Miller)码又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。码又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。编码规则如下：编码规则如下：“1”码：码：用码的用码的起始不跃变起始不跃变，中心点出现跃变中心点出现跃变来表示，来表示，即用即用“10”或或“01”表示。表示。“0”码：码：分成单个分成单个“0”还是连

8、续还是连续“0”两种情况；单个两种情况；单个“0”时，时，保持保持0前的电平不变，即在码元边界处电平不跃变，在码元中前的电平不变，即在码元边界处电平不跃变，在码元中间点电平也不跃变；对于连续间点电平也不跃变；对于连续“0”，则，则在两个在两个“0”码的之间码的之间出现电平跃变，出现电平跃变，即即“00”与与“11”交替。交替。01 10 00 01 11 00 01 11结论：结论：(1).“1”码编为码编为10或者或者01，“0”码编为码编为11或者或者00；(2).“1”码，若其前一码元为高电平，则编为码，若其前一码元为高电平，则编为10，否，否则编则编01；“0”码，若其前一码元为高电平

9、，则编为码，若其前一码元为高电平，则编为11，否则，否则编编00；注意：当出现连注意：当出现连0时，则需时，则需00与与11交替出现。交替出现。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社（3）CMI码 CMI码是传号反转码的简称，与数字双相码类似，它也是一种双极性二电平码。编码规则是：“1”码：交替的用“11”和“00”两位码表示；“0”码：固定地用“01”表示。优点：不会出现3个以上的连0码，并且电平的跳变较多，因此含有丰富的定时信息，另外没有直流分量，编、译码电路简单，容易实现，具有误码监测的能力。该码在高次群光纤通信终端设备中用作接口码型。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社（1）AMI码

10、 AMI码是传号交替反转码。其编码规则是将二进制消息代码“1”(传号)交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而“0”(空号)保持不变。例如：消息代码：1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 AMI码：+1 0 0 1 +1 0 0 0 0 0 0 0-1+1 0 0 -1+1AMI码的优点：高、低频分量少。通过全波整流后可提取位定时信号。AMI码的不足：，当原信码出现连“0”串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连“0”码问题的有效方法之一是采用HDB3码。3.三元码第4章 数字基带传输系统清华大学出版社（2）HDB3码 HDB3码的全称是

11、3阶高密度双极性码。进行HDB3编码后，使得连“0”码的长度小于或者等于3，它的编码规则在连“0”的个数小于4个时，编码规则与AMI码相同；当连“0”个数为4个或者4个以上，则需要把第4个“0”码变成“1”码（即把“0000”替换为“0001”）并且这一个“1”码的极性与前一非零码的极性相同，且满足极性交替，该码为破坏脉冲，用“v”来标识。但当相邻两个“v”码间有偶数个“1”时，不能满足“v”码极性交替，因此将第1个“0”也变成“1”码，此码称为平衡码，用符号“B”来标识。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 具体可按如下步骤进行编码：(1)码的变换 将消息代码中的4个连“0”码用“000V

12、”或者“B00V”代替。若两相邻4连0串间有奇数个“1”码，则用000V代替后面的4连0串;若两相邻4连0串间有偶数个“1”码，则用B00V代替后面的4连0 串.其他消息代码保持不变。(2)加符号 对“1”码、“V”码和“B”码加符号。其中“1”码和“B”码一起按正负交替规律加符号，“V”码符号与前一非零码的符号相同。例：已知信息原码为10000011000010000，试确定相应的AMI码及 HDB3码。原码 1 0000 0 1 1 0000 1 0000 AMI码 +1 0000 0 -1 +1 0000 -1 0000 HDB3码+1 000+V 0 -1 +1-B00-V+1 000

13、+V第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 译码规则：从上述原理看出，每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性(包括B在内)。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V，于是也断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0码，再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。HDB3码+1 000+1 0 -1 +1 -100-1 +1 000+1原码 1 0000 0 1 1 0000 1 0000 HDB3码保持了AMI码的优点外，同时还将连“0”码限制在3个以内，故有利于位定时信号的提取。HDB3码是应用最为广泛的码型，A律PCM四次群以下的接口码型均为HDB3码。第4章 数字

14、基带传输系统清华大学出版社 4.1.2 数字基带信号的波形 矩形脉冲上升和下降是突变的往往低频分量和高频分量都比较大，占用频带也比较宽，如果信道带宽有限，而采用以矩形脉冲为基础的码信号带宽较宽，直接送入信道传输，容易产生失真。因此需要选择合适波形来表选择的码型。比如升余弦形、余弦形以及高斯形(也称钟形)的波形等。在数字通信系统中矩形频谱脉冲、升余弦频谱脉冲电码等都占有非常重要地位。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.2 数字基带信号的功率谱数字基带信号的功率谱第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.2 数字基带信号的功率谱数字基带信号的功率谱 由于传输信号的信道都具有一定的频率特性，所

15、以仅仅研究数字基带信号的码型是不够的，还必须了解各种基带信号的频谱特性，只有这样才能正确地确定什么样的码型能在什么样的信道中传榆。同时通过信号的频谱可以分析信号中有没有直流成分、有没有可供提取同步信号用的离散分量以及根据连续谱可以确定基带信号的带宽等。因此在研究基带传输系统时，对基带信号频谱的分析是十分必要的。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 设在N进制随机脉冲序列中，在每个码元宽度Ts内，用gi(t)表示N进制中的符号“i”，其中i=0,1N-1在通信系统中基带信号可以表示为 nsnnTtgats)()()(.)()()(21sNsssnTtgnTtgnTtgnTtg出现”码以概率“出

16、现”码以概率“PnTtgPnTtgnTtgsss11)(0)()(21式中，式中，g(t)为基本波形，如式为基本波形，如式an为第为第n个信息符号所对应的电平值，它是一个随机量。因此通个信息符号所对应的电平值，它是一个随机量。因此通常实际中遇到的基带信号都是一个随机的脉冲序列。对于二进制常实际中遇到的基带信号都是一个随机的脉冲序列。对于二进制信号，则有信号，则有第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 2.数字基带信号的功率谱密度 在通信中数字基带信号通常都是随机脉冲序列，是非确知信号，因此随机信号的频谱的分析过程可以利用随机过程的相关函数求出功率谱密度。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社

17、设一个二进制的随机脉冲序列中，每一码元宽度为Ts，那么其双边功率谱密度函数为 式中，P 是“1”码出现概率，)()()1()()()()1()(2212221mfsfmfsGPmfsPGfsfGfGPfsPfPsmRTsfs/1dtetgfGdtetgfGftjftj222211)()()()(，单边功率谱为单边功率谱为0)()()1()(2)()()1(2)(02212221fmfsffGPfPGfsfGfGpfsPfPsm连续谱连续谱离散谱离散谱第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 结论：1、随机脉冲序列的功率谱密度可能包含连续谱和离散谱。而且一定含有连续谱，离散谱可能没有。2、随机序列

18、的带宽取决于连续谱。3、当存在f=fs的冲激函数时，说明可以从基带信号中提取定时信息。4、当存在在零点的冲激函数时，说明该基带信号中含有直流分量。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社例：设二进制信号对其进行编码，设码元宽度为Ts，“1”和“0”等概率出现，信号波形采用矩形脉冲，并且脉冲宽度为，脉冲高度为1V。(1)假如对二进制信息原码进行单极性不归零编码，求出单 极性不归零码信号的功率谱密度，并判断是否含有提取同步信号所需的f=fs的离散分量。(2)假如对二进制信息原码进行单极性归零编码(脉冲占空比为0.5)，求出单极性不归零码信号的功率谱密度，并判断是否含有提取同步信号所需的f=fs的离散

19、分量。(3)假如对二进制信息原码进行双极性不归零编码，求出双极性不归零码信号的功率谱密度，并判断是否含有提取同步信号所需的f=fs的离散分量。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社可以看出等概率出现的单极性不归零码中不含有可以看出等概率出现的单极性不归零码中不含有f=fs的离散分量。的离散分量。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社可以看出等概率出现的单极性归零码中含有可以看出等概率出现的单极性归零码中含有f=fs的离散分量。的离散分量。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社可以看出等概率出现的双极性不归零码中不含有可以看出等概率出现的双极性不归零码中不含有f=fs的离散分量。的离散分量。第4

20、章 数字基带传输系统清华大学出版社 通常情况下我们把第一零点的带宽称为信号带宽。通过上例的分析可知：以矩形脉冲为基本波形的二进制信号波形的带宽等于矩形脉冲宽度的倒数，即B=1/。(a)单极性不归零码的功率谱；单极性不归零码的功率谱；(b)双极性不归零码的功率谱；双极性不归零码的功率谱；(c)单极性归零码单极性归零码(占空比为占空比为0.5)的功率谱。的功率谱。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.3 数字基带传输与码间串扰（数字基带传输与码间串扰（ISI）数字基带传输系统组成及工作过程数字基带传输系统组成及工作过程数字基带传输的定量分析数字基带传输的定量分析码间串扰码间串扰第4章 数字基带

21、传输系统清华大学出版社4.3 数字基带传输与码间串扰（数字基带传输与码间串扰（ISI）4.3.1 数字基带传输系统组成及工作过程 数字基带传输系统的基本结构如图所示。它由编码器、发送滤波器、信道、接收滤波器、抽样判决器与译码器组成。为了保证系统可靠有序地工作，还应有同步系统。系统工作过程。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 各部分的作用简述如下:编码器 数字基带传输系统中编码器把原码转换为一种适合于信道中传输的、并能够提取同步信息的码型。发送滤波器 编码器输出波形一般基于矩形脉冲，这种信号占用带宽较宽，在信道中传输容易失真，发送滤波器把它转化为较平滑的波形，从而限制信号带宽，阻止不必要的频

22、率成分干扰邻道。接收滤波器 先通过接收滤波器滤除接收信号带外噪声，并对信号进行均衡处理，消除或者减小输出的信号码间干扰。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社抽样判决器 在同步电路提取的同步信号的控制下在每个接收基带信号波形的中心附近对信号进行抽样判决。当抽样值大于门限值时，判为高电平，否则判为电平。译码器 重新恢复出原始信息码。图图 数字基带系统各点的波数字基带系统各点的波形形第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 4.3.2 数字基带传输的定量分析码间串扰1.码间串扰 由于发送滤波器和接收滤波器存在以及不良的信道传输特性，基带脉冲信号通过系统是，系统的滤波使得脉冲展宽，甚至持续几个码元周期

23、，它们延伸到邻近码元中去。接收端在本码元抽样处抽到的样值不仅包含本码元信号值，同时也引入了其他码元的信号值。我们把引入的其他码元在本码元抽样时刻信号值之和称为码间干扰。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社根据系统分析理论及数字基带通信系统等效图我们把发送滤波器(包含波形变换)、信道及接收滤波器相串联的系统看成一个整体，设它的系统函数为H(f)，则有)()()()(fHfCfHfHRT信号信号d(t)通过该系统变换，同时还会引入信道中的噪声，因此系通过该系统变换，同时还会引入信道中的噪声，因此系统函数为统函数为H(f)的系统输出信号的系统输出信号r(t)可以表示为可以表示为)()()(tnnT

24、sthatrRnn第4章 数字基带传输系统清华大学出版社信号r(t)需经过抽样、判决根据具体的判决规则得到不同的码。在系统没有时偏的情况下，对于第k个码元理想的抽样时刻为t=kTs，因此可以得到抽样点信号值为)()()(kTsnnTskTshakTsrRnn)()()0(kTsnnTskTshahaRknnk 抽样值抽样值，有用信号有用信号码间串扰，码间串扰，无用信号无用信号输出输出噪声干扰噪声干扰在抽样瞬间的值在抽样瞬间的值结论：可见码间干扰及加性噪声是影响数字基带系统通信质量的重要因素。因此为使基带传输系统的能够实现较低的误码率，必须采取一定的措施已达到最大限度减小或者消除码间干扰和加性噪

25、声的影响。因此研究系统特性及消除码间干扰措施对于基带传输系统具有重要意义。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.4 无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的时域条件无码间串扰的时域条件无码间串扰的频域条件无码间串扰的频域条件无码间串扰的基带传输系统无码间串扰的基带传输系统第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.4 无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性 4.4.1 无码间串扰的时域条件 为了达到消除码间串扰的目的，r(kTs)表达式中第一项不为零，第二项应该为零，即 由于ak是随机变化的，是以某种概率来取值的，因此通过ak消除码间干扰是不可能的。因此只有通过

26、h(t)波形来实现。0)(0)0(knnknTskTshaha0k00k)(，ckTsh为了消除码间干扰，h(t)则需满足无码间串无码间串扰的时域扰的时域条件条件第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 4.4.2 无码间串扰的频域条件h(t)和H(f)是一对傅里叶变换对，即有dfefHthftj2)()(若满足系统无码间串扰，则有若满足系统无码间串扰，则有dfefHkTshkTsfj)(2)()(将上式分割为在宽度为将上式分割为在宽度为1/Ts的有限区间上的积分之和，则有的有限区间上的积分之和，则有mTsmTsmkTsfjdfefHkTsh2/)12(2/)12()(2)()(mTsTskTs

27、fjdfeTsfH2/12/1)(2)m(变量代换当上式右边一致收敛时，求和与积分次序可以互换，则有当上式右边一致收敛时，求和与积分次序可以互换，则有第4章 数字基带传输系统清华大学出版社假设TsTsmkTsfjdfeTsfHkTsh2/12/1)(2)m()(求和与积分次序互换 从Heq(f)可以看出它是一个周期函数，且周期为1/Ts。因此可以展开为傅里叶级数如下：meqTsfHfH)m()(则有 TsTskTsfjdfefHkTsh2/12/1)(2eq)()(nfTsjnneqeHfH)2()(TsTsfTsjneqdfefHTs2/12/1)2(n)(H若满足无码间串扰，式（若满足无码

28、间串扰，式（4.4.3）成立，则需）成立，则需0n0)(0n，为非零常数，cTscHn第4章 数字基带传输系统清华大学出版社将Hn代入（4.4.9）所以有0)m(cTsfHm又因为是周期为1/Ts的周期函数，因此，在无码间串扰的时域条件下，可以得出相应的基带传输系统特性应满足TsfcTsfHfHmeq21)m()(0如果基带系统传输特性如果基带系统传输特性H(f)沿着沿着f轴左右平移叠加后，在区间轴左右平移叠加后，在区间(-1/(2Ts),1/(2Ts)内等效为一个具有理想低通特性的系统，则内等效为一个具有理想低通特性的系统，则系统存在码间串扰。它检验一个传输特性为系统存在码间串扰。它检验一个

29、传输特性为H(f)的系统是否会的系统是否会存在码间干扰的准则，是由奈奎斯特存在码间干扰的准则，是由奈奎斯特(Nyquist)等人提出的，等人提出的，所以该准则又称为奈奎斯特第一准则。所以该准则又称为奈奎斯特第一准则。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 4.4.3 无码间串扰的基带传输系统无码间串扰的基带传输系统1.理想低通系统 根据奈奎斯特第一准则，可以找到一种理想的系统特性即H(f)为理想低通特性，即TsfTsfcfHfHeq21021)()(，当冲激信号通过该理想低通系统后，信号的输出波形为当冲激信号通过该理想低通系统后，信号的输出波形为)Ts(T

30、sch(t)tsa第4章 数字基带传输系统清华大学出版社从图形可以看出信号在从图形可以看出信号在t=0的幅度值最大，在的幅度值最大，在t=kTs(k0)时刻时刻的值均为零，满足无码间串扰的时域条件。即系统以的值均为零，满足无码间串扰的时域条件。即系统以1/Ts波特波特码速率进行传输时，则在理想抽样时刻上抽样时无码间串扰。码速率进行传输时，则在理想抽样时刻上抽样时无码间串扰。如果系统以码速率如果系统以码速率1/(nTs)波特波特(n为正整数为正整数)传输，即码元宽度传输，即码元宽度为为nTs，则各码元的理想抽样时刻为，则各码元的理想抽样时刻为t=knTs，从，从h(t)波形可以波形可以得出，系统

31、同样不存在码间串扰。同样可以得出，如果系统得出，系统同样不存在码间串扰。同样可以得出，如果系统以大于以大于1/Ts波特的码速率传输，系统将存在码间串扰。波特的码速率传输，系统将存在码间串扰。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 在数字通信系统中用频带利用率这一量来衡量系统的信息传送能力。所谓频带利用率，是指在单位频带内，所能传输的波特数，因此其单位为B/Hz。根据以上讨论可知，带宽B=1/(2Ts)Hz的理想低通特性的传输系统当无码间串扰条件下，系统的码速率为RB=1/(nTs)波特(n为正整数)。此时，基带系统的频带利用率为)/(/2/HzbaudnBRB因此基带系统的频带利用率最高为因此

32、基带系统的频带利用率最高为2B/Hz。通常将。通常将2B波特波特的最大码速率称为乃奎斯特速率，而其倒数的最大码速率称为乃奎斯特速率，而其倒数1/(2B)称为奈称为奈奎斯特间隔，带宽奎斯特间隔，带宽B称为奈奎斯特带宽，用称为奈奎斯特带宽，用fN表示表示.第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 尽管理想低通滤波特性的传输系统可以达到系统有效性的极限，但是想要使系统总的频域特性具有理想低通特性在工程上存在如下问题：1)理想低通滤波特性对应的时域函数h(t)为sint/t类，此类函数为非因果函数，并且有无穷长的持续时间。同时频域特性中的在频点f=B处具有陡峭的截止特性，很难用实际滤波器逼近。2)要求严

33、格的同步信号。因为sint/t随着t的增加，波形sint/t的”拖尾”以1/t规律衰减，因此衰减速度太慢。如果同步信号总会存在着误差，因此采样不可能完全在最佳采样时刻，导致产生较大的码间串扰。这是致命的弱点。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 2.余弦滚降系统 在数字基带通信系统中，如下式所示的余弦滚降特性得到广泛的应用，特性如图所示。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社TsTsTsTsfTsTsfH21f021f21)21(cos12121f1)(，表达式为表达式为Ts码元宽度；码元宽度；Nff称为滚降因子，它为称为滚降因子，它为其中其中fN为奈奎斯特带宽；为奈奎斯特带宽；f为超出奈奎

34、斯特带宽为超出奈奎斯特带宽fN的扩展量。的扩展量。它对应的时域波形它对应的时域波形h(t)为为)/2(1/cos)(1)(2TstTstTstsaTsth第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 可以得出h(t)的波形以1/t3速度衰减，因此衰减速度比1/t快得多。同时还可以看出当参数取值越大时，h(t)的”拖尾”衰减越快，因此对于定位精度的要求越低。但要注意的是此时该系统的实际带宽B也相应增大。从图中可以得出：B=fN+f=(1+)fN 因此在无码间串扰条件下余弦滚降系统的最高频带利用率为)1/(2)1/(2/NNBffBR因此与理想低通滤波特性相比，余弦滚降系统良好的时域波因此与理想低通滤波

35、特性相比，余弦滚降系统良好的时域波形衰减特性是以牺牲带宽为代价的。形衰减特性是以牺牲带宽为代价的。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.5 基带传输系统的抗噪声性能分析基带传输系统的抗噪声性能分析4.5.1 二进制双极性基带传输系统二进制双极性基带传输系统二进制单极性基带传输系统二进制单极性基带传输系统第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.5 基带传输系统的抗噪声性能分析基带传输系统的抗噪声性能分析 本节我们来讨论在无码间串扰且位定时信号无相位抖动时的基带系统中叠加噪声后的抗噪声性能。通常情况下信道中的加性噪声只对接收端有影响，则可建立系统抗噪声性能分析模型如图所示。第4章 数字基带传

36、输系统清华大学出版社 输出白噪声nR(t)的瞬时值的统计特性可以用下述一维概率密度函数描述 222/21)(nxnexf式中，式中，x 就是噪声瞬时取值就是噪声瞬时取值nR(t)，即为，即为nR(kTs)。在抗噪声性能分析模型中抽样判决器输入端的信号包含两部分：有在抗噪声性能分析模型中抽样判决器输入端的信号包含两部分：有用信号用信号h(t)和高斯白噪声和高斯白噪声nR(t)相互独立，因此有相互独立，因此有R(t)=h(t)+nR(t)在无码间串扰的条件下，对于二进制双极性码而言，接收端抽在无码间串扰的条件下，对于二进制双极性码而言，接收端抽样判决器对样判决器对“1”码和码和“0”码抽样判决时刻

37、信号分别取正、负最码抽样判决时刻信号分别取正、负最大值，即大值，即A；相似的，二进制单极性码接收端抽样判决器对；相似的，二进制单极性码接收端抽样判决器对“1”码和码和“0”码抽样判决时刻信号分别取正最大值和零。由于码抽样判决时刻信号分别取正最大值和零。由于我们只关心采样时刻的值，因此把收到我们只关心采样时刻的值，因此把收到“1”码的信号在整个码码的信号在整个码元区间内用元区间内用“+A”表示，表示，“0”码的信号用码的信号用-A(或者或者0)表示。表示。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社这样在性能分析时，双极性基带信号可近似表示为”码发送“，”码发送“0A-1A,h(t)单极性基带信号可近

38、似表示为单极性基带信号可近似表示为”码发送“，”码发送“001A,h(t)因此接收滤波器在抽样判决时刻（因此接收滤波器在抽样判决时刻（t=kTs）输出值为）输出值为双极性基带信号双极性基带信号”码发送“，”码发送“0(kTs)nA-1(kTs),nAr(kTs)RR第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 在抽样判决器中都有判决门限Vd，如果r(kTs)Vd，则判决为“1”码；反之，则判决为“0”码。图所示，即为噪声对判决的影响。通过图可以看出当加性噪声过大时，抽样判决会出现两种错误：发送端发送的是“1”码，而由于噪声的影响而误判为“0”；发送端发送的是“0”码，而接收端却误判为“1”码。下面针

39、对二进制双极性码及单极性码系统的抗噪声性能进行详细分析。单极性基带信号单极性基带信号”码发送“，”码发送“0(kTs)n1(kTs),nAr(kTs)RR第4章 数字基带传输系统清华大学出版社第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 4.5.1 二进制双极性基带传输系统当发送端发送当发送端发送“1”码时，接收端信号的概率密度函数为码时，接收端信号的概率密度函数为222/)(121)(nAxnexf当发送端发送当发送端发送“0”码时，接收端信号的概率密度函数为码时，接收端信号的概率密度函数为222/)(021)(nAxnexf概率密度曲线图如图所示。概率密度曲线图如图所示。第4章 数字基带传输系统

40、清华大学出版社分析数字通信系统的抗噪声性能用误码率这一量来衡量，根据分析数字通信系统的抗噪声性能用误码率这一量来衡量，根据概率论相关理论可以得出，其误码率为概率论相关理论可以得出，其误码率为)0/1()0()1/0()1(ppppPe根据判决规则，发送根据判决规则，发送“1”码时，抽样值小于码时，抽样值小于Vd时，则错判为时，则错判为“0”码，可得码，可得dxxfpVd)()1/0(1发送发送“0”码时，抽样值大于码时，抽样值大于Vd时，则错判为时，则错判为“1”码，可得码，可得dxxfpVd)()0/1(0dxxfpdxxfpPeVdVd)()0()()1(01因此因此第4章 数字基带传输系

41、统清华大学出版社假设p(0)和p(1)已知，则Pe大小决定于Vd，因此最佳的判决门限应满足0ddVdPe)1()0(ln22ppAVnd因此有因此有判决电平判决电平Vd的取值不是固定不变的，而是决定于的取值不是固定不变的，而是决定于p(0)与与p(1)的比值。的比值。当当p(0)与与p(1)比值为比值为1时，时，Vd=0。因此，。因此，p(0/1)与与p(1/0)相等，系相等，系统的误码率为统的误码率为dxeppPenAxn02/)(2221)1/0()1(2)(212/x2nAQdxenAxnAx令因此我们可以看出在无码间干扰的数字通信系统发送端信号源因此我们可以看出在无码间干扰的数字通信系

42、统发送端信号源“0”码码与与“1”码等概率出现时，系统的误码率决定于码等概率出现时，系统的误码率决定于A/n,n,且随着比值的增且随着比值的增大，误码率减小。大，误码率减小。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社c 4.5.2 二进制单极性基带传输系统 与二进制双极性信号分析方法相似，我们可以得出二进制单极性传输系统的最佳判决电平为)1()0(ln22ppAAVnd第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 从上式可以得出，p(0)与p(1)比值为1时，最佳判决电平为A/2，p(0/1)与p(1/0)相等，且系统误码率为)1/0()1(2ppPedxeAAxnn22/)(2221)2(2122/x

43、2nAQdxenAxnAx令第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.6 部分响应系统部分响应系统4.6.1 第第类部分响应系统类部分响应系统一般形式的部分响应系统一般形式的部分响应系统第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.6部分响应系统部分响应系统 4.6.1 第类部分响应系统 1.第类部分响应系统 该系统是通过相关编码与理想低通滤波器相结合，人为在本码元引入前一码元的串扰，使得前后码元相关联，并最终达到理想频带利用率2BaudHz条件下改善频谱特性及降低定时精度的要求。因此第一类部分响应基带传输系统的框图如图所示。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社图图 第第类部分响应类部分响应基带

44、传输系统框图基带传输系统框图第4章 数字基带传输系统清华大学出版社在该系统中，理想低通滤波器的传输特性为在该系统中，理想低通滤波器的传输特性为 取其他值fTsfTsfHLPF,021,)(则该系统的传输特性为则该系统的传输特性为)()1()(2fHefHLPFfTsj取其他值fTsfefTsTsfTsj,021,cos2)()()(fjefH第4章 数字基带传输系统清华大学出版社图图 第第类部分响应系统的频域特性类部分响应系统的频域特性)()()(TsTstsaTstsath)()sin(2tTstTstTs则系统的时域特性则系统的时域特性h(t)为为第4章 数字基带传输系统清华大学出版社第4

45、章 数字基带传输系统清华大学出版社 从图中可以看出第类部分响应系统的时域特性为两个sa(t)函数的和，由于两个sa(t)函数(虚线波形)的”拖尾”正好相反（一正一负），因此相互抵消一部分，使得两者的合成波形的“拖尾”以1/t2成速度衰减，比sa函数衰减快的多，因此定时精度的要求降低。另外系统的频域特性具有光滑的截止特性，易于物理实现。同时，在引入部分可控码间串扰(如图所示)的条件下，能够达到频带利用率的极限值2B/Hz。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社第4章 数字基带传输系统清华大学出版社从图中可以看出，如果第部分响应系统在t=nTs抽样，即码元间隔为Ts，将会产生很大的码间串扰，而且是

46、前一码元的干扰，与其他码元无关。从图形上看这干扰非常大，似乎无法从样值信号中恢复出原信号。但这种干扰是可控的。只要在接收端使样值信号减去该干扰仍能恢复原信号。因此系统可以以奈奎斯特码速率RB=1/Ts=2fN(B)传输数字基带信号。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社由于由于bn和和bn-1为为1，因此，因此Cn将可能有将可能有-2、0、+2三种取值三种取值。接收端恢复出序列接收端恢复出序列bn，只要进行反运算即可，即有，只要进行反运算即可，即有 1nnnbcb 根据以上理论，假如设输入端输入的码元序列为根据以上理论，假如设输入端输入的码元序列为an，在，在通过单双极性转换后变换为序列通过单

47、双极性转换后变换为序列bn，则有，则有 bn=2an-1 相关编码后得到序列相关编码后得到序列cn。由此我们可以得出通过相。由此我们可以得出通过相关编码后引入了前后两码元的相关性。根据相关编码器原关编码后引入了前后两码元的相关性。根据相关编码器原理，那么则有理，那么则有 cn=bn+bn-1 v2.误码传播及克服措施误码传播及克服措施第4章 数字基带传输系统清华大学出版社错误传播现象错误传播现象第4章 数字基带传输系统清华大学出版社为了避免误码传播，输入端可以在相关编码之前进行预编码，为了避免误码传播，输入端可以在相关编码之前进行预编码，即通过差分编码消除误码传播现象。编码规则为即通过差分编码

48、消除误码传播现象。编码规则为 有预编码的第有预编码的第类部分响应系统如图所示。类部分响应系统如图所示。1nnneae1nnneea（模二加运算）或者（模二加运算）或者2式中表示模 和运算可得接收端码元判决规则如下可得接收端码元判决规则如下 2mod 15.0nncancna可以看出通过抽样值可以看出通过抽样值可以直接恢复出码元序列可以直接恢复出码元序列，而与前一码元，而与前一码元的的值无关，使得干扰只对本码元有影响，因此不会产生误码传播现象。值无关，使得干扰只对本码元有影响，因此不会产生误码传播现象。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社需要注意的是第需要注意的是第类部分响应系统的缺点是，输入

49、数据为类部分响应系统的缺点是，输入数据为2进制，进制，而部分响应波形的相关编码电平数为而部分响应波形的相关编码电平数为3个，要超过个，要超过2个。因此，在个。因此，在同样输入信噪比条件下，部分响应系统的抗噪声性能降低了。因同样输入信噪比条件下，部分响应系统的抗噪声性能降低了。因此部分响应系统的高频带利用率是用牺牲抗噪声性能来换取的。此部分响应系统的高频带利用率是用牺牲抗噪声性能来换取的。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 4.6.2一般形式的部分响应系统一般形式的部分响应系统第第类部分响应系统是引入了前一码元的干扰，即第类部分响应系统是引入了前一码元的干扰，即第类部分响应类部分响应波形是让

50、两个波形是让两个sa（t）函数相加形成。类似的，如果我们引入更多的）函数相加形成。类似的，如果我们引入更多的码元间的干扰，进一步推广部分响应系统可得它的一般形式如下码元间的干扰，进一步推广部分响应系统可得它的一般形式如下)1()()()(21TsTsNtsaRTsTstsaRTstsaRthN)1(1NiiTsTsitsaR 式中式中R1、R2RN为为N个个sa函数的加权系数，取值可为整数。随函数的加权系数，取值可为整数。随实际系统中引入的码间串扰不同而不同；实际系统中引入的码间串扰不同而不同；Ts为码元宽度为码元宽度 第4章 数字基带传输系统清华大学出版社其对应的频谱函数如下其对应的频谱函数

51、如下取其他值fTsfeRTsfHTsnfjNin,021,)()1(21与第与第类部分响应系统类似的，根据式类部分响应系统类似的，根据式(4.6.10)及及(4.6.11)可以得可以得出一般部分响应系统也包含相关编码器、理想低通滤波器及抽出一般部分响应系统也包含相关编码器、理想低通滤波器及抽样判决器。其中相关编码器根据公式样判决器。其中相关编码器根据公式(4.6.10)中中sa函数的系数函数的系数Ri(i=1,2N)来确定相关器的结构。其系统框图如图所示。来确定相关器的结构。其系统框图如图所示。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社图图 部分响应基带传输系统框图部分响应基带传输系统框图第4章

52、数字基带传输系统清华大学出版社适当的选择该加权系数Ri(i=1,2N)可以得到不同的部分响应波形。例如，当R1=1，R2=1，其余全为零时，就对应前面所讲的第类部分响应系统。表列出了几种常见的五类部分响应波形、频谱特性及加权系数值，常称这几类部分响应波形为第类、类、类、类及类部分响应波形。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.7 时域均衡技术时域均衡技术4.7.1 时域均衡的基本原理时域均衡的基本原理均衡的准则及实现均衡的准则及实现第4章 数字基带传输系统清华大学出版社4.7 时域均衡技术时域均衡技术 通过前面的介绍，在前几节我们讨论了设计抽样时刻能够

53、实现无码间串扰的数字基带传输系统的原则。设计原则即满足奈奎斯特第一准则。实际的通信系统传递函数往往不是理想的，并且有些甚至是时变的，因此不可能完全满足理想无失真的传输条件，这些因素的影响使系统的输出波形总会产生一定的失真，因此实际系统中的码间串扰是不会完全消除的。实践证明，在基带系统中，插入一种可调的滤波器，能够减小码间串扰和校正系统带来的失真，甚至使得实际系统的性能接近于最佳系统性能。这种起补偿作用的可调滤波器称为均衡器。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 均衡按研究的方法可分为频域均衡和时域均衡两种。所谓频域均衡是利用可调滤波器的频率特性来补偿基带传输系统的幅度频率特性和相位频率特性，

54、即能够使得插入均衡器的整个通信系统的总传输函数满足无失真传输的条件。时域均衡的出发点与频域均衡不同，是要使包括可调均衡滤波器在内的基带系统冲激响应满足无码间串扰的条件，形成接近消除码间串扰的波形。时域均衡的特点是利用均衡器产生的响应波形去补偿已畸变的波形，最终在抽样判决时刻上有效地消除码间串扰。当频域均衡原理在信道特性不变，且在传送低速数据时是实用的，如在用频率多工的电话系统传输数据时得到应用。而时域均衡可以跟据信道的变化进行调整，在信道特性不断变化，或者高速传送数据的系统中得到广泛应用。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 4.7.1 时域均衡的基本原理v为了说明均衡器的概念，我们引入插入

55、均衡滤波器的数字传输系统为了说明均衡器的概念，我们引入插入均衡滤波器的数字传输系统简化框图。简化框图。图图 插入均衡滤波器的数字基带传输系统方框图插入均衡滤波器的数字基带传输系统方框图第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 由此我们可以得到从发送滤波器的输入端到均衡器的输出端的系统的总传输特性为)()()()()()()(fHfHfHfHfCfHfHJJRTo根据前述介绍我们知道，如果插入均衡滤波器的数字基带传输系统根据前述介绍我们知道，如果插入均衡滤波器的数字基带传输系统的传输特性满足奈奎斯特第一准则，那么该系统就不会存在码间串的传输特性满足奈奎斯特第一准则，那么该系统就不会存在码间串扰扰.

56、即如果即如果)(21,)(为码元间隔为常数，TscTsfcTskfHko则该系统的时域波形则该系统的时域波形ho(t)当以间隔当以间隔Ts进行抽样则将不存在码间串进行抽样则将不存在码间串扰。扰。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 目前时域均衡的最常用的方法是在基带传输系统中插入一个有限长的横向滤波器或者冲激响应滤波器，该滤波器是2N个延时单元(延时Ts，Ts为码元间隔)、2N+1个可变增益放大器和1个相加器组成，如图所示为2N+1个抽头的横向滤波器示意图。每个延时单元输出信号经过放大器放大后相加最终获得输出信号。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社图图 有限长的横向滤波器有限长的横向滤波

57、器由图可知它的冲激响应为由图可知它的冲激响应为NNiiJiTstCth)()(第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 根据傅里叶变换的性质可以求出该均衡器的频域特性NNiifTsjiJeCfH2)(不难看出，横向滤波器的特性完全取决于各个抽头系数不难看出，横向滤波器的特性完全取决于各个抽头系数Ci(i=0,1,2,N)。抽头系数。抽头系数Ci不同，则对应不同的均衡器。不同，则对应不同的均衡器。如果抽头系数设计成可调的，那么就可以根据信道的特性调整均衡如果抽头系数设计成可调的，那么就可以根据信道的特性调整均衡器。但是，式中有器。但是，式中有2N+1个未知的可调参数个未知的可调参数Ci，因此插入该

58、均衡器，因此插入该均衡器的数字基带系统只能消除掉有限个抽样时刻的干扰，即只能使有限的数字基带系统只能消除掉有限个抽样时刻的干扰，即只能使有限个干扰值为零。个干扰值为零。设接收滤波器输出信号为设接收滤波器输出信号为x(t)，则在不考虑加性噪声的条件下，则在不考虑加性噪声的条件下，均衡器输出的信号为均衡器输出的信号为第4章 数字基带传输系统清华大学出版社)(x(t)y(t)thJNNiiiTstxC)(那么均衡滤波器输出信号在各个抽样时刻那么均衡滤波器输出信号在各个抽样时刻t=kTs+t0的抽样值为的抽样值为NNiiiTsxC)tkTs()ty(kTs00如果令上式中的如果令上式中的t0=0，则可

59、以写成，则可以写成NNiiTsixC)k(y(kTs)若设若设yk=y(kTs)，xk=x(kTs)，则式可以简写为，则式可以简写为NNiiixCkky第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 因此，均衡器输出信号在t=kTs处的抽样值yk是由各个抽头系数Ci及均衡器输入信号在t=(k-i)Ts确定的。(a)(a)补偿前波形补偿前波形(单个脉冲信号单个脉冲信号)；(b)(b)补偿后波形补偿后波形(单个脉冲信号单个脉冲信号)第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 从图中可以看到基带传输中接收滤波器接收到的单个脉冲波形，由于信道的不理想是信号存在码间干扰，即图(a)中x1及x-1都不为零；在经过均衡

60、滤波器后单个脉冲信号如图(b)所示，其拖尾波形衰减加快，同时使得y-1及y1都为零，即消除了对前后两个码元的码间串扰，但是需要注意的是，y-2及y2都不为零，但值很小，因此有限长的横向滤波器可以实现减小码间串扰，但不可能完全消除它。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社【例1-5】已知某数字基带传输系统在未插入均衡器之前，其冲激响应为x(t)；插入之后其冲激响应为y(t)。若用xk及yk分别对应表示x(t)及y(t)在第k个抽样时刻的抽样值。如果x-1=0.25，x0=1，x1=0.5其余都为零。假设此均衡器采用三抽头的横向滤波器，其抽头系数分别为C-1=-0.25，C0=1，C1=-0.5，

61、求此数字基带传输系统插入均衡器后输出抽样序列yk。清华大学出版社 解：根据式(4.7.8)可得 NNiiixCkky因此把计算公式写为矩阵形式如下因此把计算公式写为矩阵形式如下25.0075.000625.000000010110110110121012CCCxxxxxxxxxyyyyy而其余而其余yk(k2，k为整数为整数)都为零。都为零。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社通过上例结果可以得出，尽管均衡器输出信号在本码元时刻的邻近抽样点值已经均衡为零，但是稍远一点的抽样值却又不为零了，因此引入了码间串扰。4.7.2 均衡的准则及实现 根据上述对时域均衡基本原理的介绍，有限长横向滤波器的特

62、性完全取决于各抽头系数，并且不可能完全消除码间串扰。在实际系统中，通常使用最小峰值畸变准则和最小均方误差畸变准则来衡量时域均衡器均衡的效果。对应的构成的均衡器分别成为预置式均衡器和自适应均衡器。均衡器一般可以是预置式的也可以是自适应的。预置均衡器使用最小峰值畸变准则构成的均衡器，自适应均衡器使用最小均方误差畸变准则构成的均衡器。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 1.最小峰值畸变准则及实现 所谓峰值畸变是指所有除本码元采样值y0（有用信号样值）之外的所有样值yk(k0)之和的绝对值与本码元样值y0之比，即001kkkyyD在实际的数字通信系统中，希望能够最大可能的消除码间串扰，即在实际的数

63、字通信系统中，希望能够最大可能的消除码间串扰，即D的值越小越好，一种极限情况就是，对于能够完全消除码间串扰的值越小越好，一种极限情况就是，对于能够完全消除码间串扰的均衡器而言，的均衡器而言，D=0。在横向滤波器形式的均衡器中，是通过选择抽头系数来近似的实在横向滤波器形式的均衡器中，是通过选择抽头系数来近似的实现无码间串扰的条件的。由于在式现无码间串扰的条件的。由于在式(4.7.3)中只有中只有2N+1个未知参数，个未知参数，因此我们只能使有限个干扰时刻抽样值为零。因此我们只能使有限个干扰时刻抽样值为零。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社理论分析表明，对于有2N+1个抽头系数的横向滤波器而言

64、，当均衡器输入峰值畸变D1时，调整除co外的各个抽头系数，并迫使均衡器的输出样值yk=0(1kN)，并且y0=1，就可以获得最佳的均衡效果。在不考虑加性噪声的条件下，可以得出均衡器输出的信号为在不考虑加性噪声的条件下，可以得出均衡器输出的信号为y(t)。很。很容易得到求解个抽头系数的方程组，在不考虑定时误差条件下容易得到求解个抽头系数的方程组，在不考虑定时误差条件下t=kTs抽样，由无码间串扰的条件可以得出抽样，由无码间串扰的条件可以得出NkkiTsxCNNii1,00,1)kTs(y(kTs)第4章 数字基带传输系统清华大学出版社把方程写成矩阵形式把方程写成矩阵形式XCY 其中矩阵其中矩阵Y

65、、C均为均为(2N+1)1的矩阵或者向量，的矩阵或者向量，X为为(2N+1)(2N+1)的矩阵，具体如下的矩阵，具体如下00100yyyyyYN1N01N-N-N1N01N-CCCCNCC01-2N2N12N-012N-1-0Xxxxxxxxxx；。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社 因此可以利用x（t）的4N+1个抽样值x0,x1,x2N利用上式(4.7.11)确定2N+1个抽头系数C0,C1,CN，并使得横向滤波器的输出y(t)在除了y0外的其余左右各N个抽样值y0,y1,yN都为零。常称这种确定抽头系数的方法为“迫零调整法”。迫零调整法需要先估计出原系统的冲激响应x(t)在各个抽样点

66、出的抽样值，然后求解联立方程，从而确定横行滤波器的抽头系数。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社【例1-5】某数字基带传输系统在未插入均衡器之前，其冲激响应为x(t)；插入之后其冲激响应为y(t)。若用xk及yk分别对应表示x(t)及y(t)在第k个抽样时刻的抽样值。如果X-5=0.01，x-4=-0.02，x-3=0.05，x-2=-0.1，x-1=0.2，x0=1，x1=0.15，x2=-0.15，x3=0.05，x4=-0.02，X5=0.005。如果使用5抽头的横向滤波器来实现对信号x(t)的均衡，并采用迫零调整法使得均衡器输出的单脉冲响应y(t)的左右各2个样值y1，y2为零，试确定均衡器的抽头系数C0,C1,C2，在并计算出y3。第4章 数字基带传输系统清华大学出版社解：根据式解：根据式(4.7.11)可得可得 XCY 因此因此YXC1 由已知条件可得由已知条件可得115.015.005.002.02.0115.015.005.01.02.0115.015.005.01.02.0115.002.005.01.02.01X第4章 数字基带传输系统清华大学出版社根据数值方法可