通信电路课件角度调制与解调电路

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1、通信工程学院1角度调制与解调电路通信工程学院2频谱变换频谱搬移：振幅调制、解调、混频非线性变换：角度调制与解调频谱变换电路频谱变换电路频谱搬移电路频谱搬移电路频谱非线性变换电路频谱非线性变换电路功功 能能用用 途途输入信号频谱沿频率轴搬移输入信号的频谱做特定的非线性变换调幅、检波、混频角度调制与解调电路特特 点点两信号仅在频谱线上移动，不产生与原频谱无关的频谱分量频谱变换，将产生新的丰富的频谱分量。通信工程学院3 角度调制与解调属于非线性频率变换,比属于线性频率变换的振幅调制与解调在原理和电路实现上都要困难一些。由于角度调制信号在抗干扰方面比振幅调制信号要好得多,所以虽然要占用更多的带宽,但仍

2、得到了广泛的应用。本章首先讨论角度调制信号的基本特性，而后分别讨论角度调制电路和角度信号解调电路的工作原理及其特点。通信工程学院4 角度调制信号的基本特性 调频波解调电路调角信号的表达式调角信号的频谱调角信号的频谱宽度调频电路概述 调频电路在正弦波振荡器中实现直接调频间接调频电路扩展最大频偏 的方法限幅鉴频实现方法概述斜率鉴频电路相位鉴频电路通信工程学院55.1 角度调制信号的基本特性角度调制信号的基本特性5.1.1 调频信号和调相信号调频信号和调相信号调频(FM:Frequency Modulation)：载波信号的频率按调制信号规律变化；调相(PM:Phase Modulation)：载波

3、信号的相位按调制信号规律变化。两种调制方式统称为角度调制(Angle Modulation)，简称调角。通信工程学院6载波信号的一般形式m()cos()v tVt矢量含义：Vm为矢量长度，为矢量旋转的瞬时角度。()t调幅信号AMm0ac0()()cos()vtVk vtt c0c0 0()ttdttmm0a()VVk vt相应的矢量长度是在 Vm0 上叠加按调制信号规律变化，而矢量的转动角速度（角频率）为恒值c。通信工程学院7调相信号相应的矢量长度为恒值 Vm，而矢量的瞬时相角在参考值ct上叠加按调制信号规律变化的附加相角。c0cp0()()()ttttk vtkp 为比例常数，单位为rad/

4、VPMmcp0()cos()vtVtk vtcpc()()()()dvtdttktdtdt叠加在ct(角度)上的附加值相角按调制信号规律变化，而叠加在c（频率）上的瞬时角频率(t)则按调制信号的时间导数值规律变化。通信工程学院8调频信号相应的矢量长度为恒值Vm，而矢量的转动角速度在载波角频率c上叠加按调制信号规律变化的瞬时角频率。ccf()()()ttk vtkf 为比例常数，单位为rad/sV。0cf0c0 0 0()()()()tttt dttkvt dttt FMmcf0 0()cos()tvtVtkvt dt叠加在c上的瞬时角频率按调制信号规律变化，而叠加在ct 上的瞬时相角则按调制信

5、号的时间积分值规律变化。通信工程学院9类型物理量Vm(t)(t)v(t)调 幅 信 号调 频 信 号调 相 信 号Vm0+kav(t)cct+0恒 值 c+kfv(t)恒 值ct+kpv(t)+0m0ac0()cos()Vk vtt cf0 0()ttkvt dtcp()dvtkdtmc f0 0cos()tVtkvt dtmcp0cos()Vtk vt通信工程学院10调频信号可以看成为(t)按调制信号的时间积分值规律变化的调相信号调相信号可看成(t)按调制信号的时间导数值规律变化的调频信号相 同调 频 信 号调 相 信 号(t)和(t)都同时变化随调制信号规律线性变化的物理量(t)随调制信号

6、规律线性变化的物理量(t)联 系区 别通信工程学院11设单音调制:v(t)=Vmcos t调频信号(t)=c+kfVmcos t =c +mcos t式中：m=2fm=kfVm，最大角频偏(Maximun Angular Frequency Shift)，与调制信号振幅 Vm 成正比；fmc0cf0()sinsink VttttMt fmmmf k VfMF调频指数，与调频波的最大相移m成正比，与 成反比，其值可大于 1。vFM(t)=Vmcos(ct+Mf sin t+0)通信工程学院12按调制信号对时间的积分值变化的调相信号通信工程学院13调相信号(t)=ct+kpVmcos t+0=ct

7、+Mpcos t+0 式中，Mp=kpVm：调相指数，与 Vm 成正比；(t)c-Mp sin t c-msin t 最大角频偏 m =Mp=kpVm，与 Vm 成正比。vPM(t)=Vmcos(ct+Mpcos t+0)通信工程学院14通信工程学院15单音调制时，两种已调信号的(t)和(t)均为简谐波，且 m 随 Vm 和 的变化规律不同。当 Vm 一定，由小增大时：FM 中的 m(=kf Vm)不变，而 Mf(=kfVm/)随 成反比地减小。PM 中的 Mp(=kpVm)不变，而 m(=Mp)呈正比地增加。通信工程学院16两种已调波均有含义截然不同的三个频率参数：载波角频率 c：瞬时角频率

8、变化的平均值。调制角频率 ：瞬时角频率变化的快慢程度。最大角频率 m：瞬时角频率偏离 c 的最大值。通信工程学院17调频波(FM)调相波(PM)(t)(rad/s)kfVmcos t =mcostkpVm sin t=-Mp sin t(t)(rad)kpVmcos t Mpcos t v(t)(V)Vmcos(ct+Mf sin t+0)Vmcos(ct+Mpcos t+0)Mp=kpVm（rad）m=kfVm(rad/s)m=Mp(rad/s)fmfsinsink VtMt fmmf(rad)k VM通信工程学院185.1.2 调角信号的频谱调角信号的频谱单音调制时，两种信号中的(t)均为

9、简谐波，因而它们的频谱结构是类似的。1.单音调频信号的频谱将单音调制调频信号 v(t)=Vmcos(ct+Mfsin t)用指数函数表示：c0fj()jsinmcf0me()cos(sin)R eetMtv tVtMtV fjsinjfeJ()eMtntnnMfjsinjf1J()eed2MtntnMt 通信工程学院19 是宗数为 Mf 的 n 阶第一类贝塞尔函数，其值与n 及Mf 有关，它满足等式fffJ()J()J()nnnMMMn为偶数时n为奇数时fJ()nM因而，调频波的傅里叶级数展开式为c0jjmnfmnfc0()ReJ()ee =J()cos()tn tnnv tVMVMnt 令0

10、=0通信工程学院20v(t)=VmJ0(Mf)cosct 载频+VmJ1(Mf)cos(c+)t-cos(c-)t 第一对边频+VmJ2(Mf)cos(c+2)t+cos(c-2)t 第二对边频+VmJ3(Mf)cos(c+3)t-cos(c-3)t 第三对边频+单音调制时调频信号的频谱不是调制信号频谱的不失真搬移，而是由载波分量和无数对边频分量所组成。n 为奇数的上、下边带分量的振幅相等，极性相反；而 n 为偶数的上、下边频分量的振幅相等，极性相同。通信工程学院21载波和各边频分量振幅随 Mf 变化情况通信工程学院22当 Mf=0.5，1，5 时调频信号频谱：通信工程学院23总结 频谱不再是

11、调制信号频谱的简单搬移，而是由载波分量和无数对边频分量所组成，每一边频之间相隔。n 为奇数的上、下边频分量振幅相等，极性相反；而 n 为偶数的上、下边频分量振幅相等，极性相同。n 次边频分量的振幅与贝塞尔函数值 Jn(Mf)成比例。载波与各边频分量的振幅均与调频指数 Mf 有关。Mf 越大，有效边频分量越多。对于某些 Mf 值，载波或某边频振幅为零。通信工程学院242.调频信号的平均功率根据帕塞瓦尔定理，调频信号的平均功率等于各频谱分量平均功率之和，在单位电阻上，其值为22mavfJ()2nnVPM由第一类贝塞尔函数的特性2fJ()1nnM2mav2VP 得即当 Vm 一定时，调频波的平均功率

12、等于未调制时的载波功率，其值与 Mf 无关。即改变Mf 仅引起载波分量和各边频分量之间功率得重新分配，但不会引起总功率的改变。通信工程学院255.1.3 调角信号的频谱宽度调角信号的频谱宽度理论频宽：调角信号的频谱包含无限多对边频分量，它的频谱宽度就应无限大。工程应用中：忽略振幅小于 Vm(为某一小值)的边频分量，则调角信号实际占据的有效频谱宽度为BW=2LF。L：有效边频对分量的数目，F：调制频率。在高质量通信系统中，取 =0.01，相应的 BW 用 BW0.01表示；在中等质量通信系统中，取 =0.1，相应的 BW 用 BW0.1 表示。1.调角信号的频宽通信工程学院26若 L 不是正整数

13、，则应该用大于并最靠近该值的正整数取代。通信工程学院27当 n M+1 时，Jn(M)恒小于 0.1。工程上，为了方便起见，调角信号的有效频谱宽度可用卡森公式(Carson)进行估算BWCR=2(M+1)F当 M 1 时：有 BWCR 2MF=2fm,称为宽带调角信号。作为调频信号时，由于 fm 与 Vm 成正比，因而，当 Vm 即 fm 一定时，BWCR 也就一定，与 F 无关。作为调相波时，由于 fm=MPF，其中 MP 与 Vm 成正比(MP=kpVm)，因而当 Vm 一定时，BWCR 与 F 成正比的增加。2.卡森公式通信工程学院283.复杂调制信号谱宽复杂信号调制时，调频信号占有的频

14、谱宽度仍可用单音调制时的公式表示，仅需将其中的 F 用调制信号中最高调制频率 Fmax 取代，fm 用最大频偏取代。例 1：在调频广播系统中，按国家标准规定(fm)max=75 kHz，Fmax=15 kHz，通过计算求得mmaxCRmaxmax()21180 kHzfBWFF BW0.01=2LFmax=2 8 15 kHz=240 kHz因此，实际选取的频谱宽度为 200 kHz，即二值的折中值。通信工程学院29例 2：利用近似公式计算以下情况的调频波的频带宽度。(1)fm=75 kHz，Fmax=0.1 kHz，(2)fm=75 kHz，Fmax=1 kHz，(3)fm=75 kHz，F

15、max=10 kHz。解：BWCR=2(M+1)F=2(fm+F)(1)BWCR=2 (75+0.1)kHz 150 kHz(2)BWCR=2 (75+1)kHz=152 kHz(3)BWCR=2 (75+10)kHz=170 kHz尽管调制频率变化了100 倍，但频带宽度变化很小。通信工程学院305.1.4 小结小结 调频和调相是两种幅度 Vm 恒定的已调信号，它们的平均功率 Pav 仅取决于 Vm，而与 Mf(或 Mp)无关。调频和调相均是由无限频谱分量组成的已调信号，它没有确定的频谱宽度，工程上根据一个准则来确定有效的频谱宽度，且其值与 M 的大小密切相关。实现方法：调频和调相均为频谱非

16、线性变换的已调信号，因此，理论上，它们的调制解调电路都不能采用相乘器和相应的滤波器所组成的电路模型来实现。但工程上，调制与解调电路，在做某些近似后，相乘器仍可作为构成电路的主要器件(例：矢量合成法调相电路、乘积型鉴相电路)。通信工程学院315.2 调频电路调频电路调频有两种实现方法：直接调频：用调制信号直接控制振荡回路的参数以改变振荡频率。间接调频：先将调制信号积分，然后调相，间接得到调频信号。通信工程学院325.2.1 调频电路概述调频电路概述一、直接调频和间接调频一、直接调频和间接调频1.直接(Direct)调频根据调频定义，直接改变振荡器的振荡频率实现调频；调制信号直接控制振荡器的振荡频

17、率，使其不失真地反映调制信号的变化规律；被控的振荡器的种类有：LC、晶体振荡器(产生调频正弦波)；张弛振荡器(产生调频非正弦波）。通信工程学院332.间接(Indirect)调频根据FM波与PM波的关系，即频率与相位的关系，通过调相实现调频。FM波的表达式tm0()cos()dcfv tVtkvtt则：)(tvFMt0()dfkvtt积分器调相器由调频与调相的内在联系，将调制信号进行积分，用其值进行调相，便得到所需的调频信号。通信工程学院34 载波电压 Vmcosct 通过调相器后引入一个附加相移(t)，即 vO(t)=Vmcosct+(t)。若附加相移受到 v(t)的积分值 的线性控制，则输

18、出的已调波信号为10()tkvt dtOmcp10()cos()tvtVtk kvt dt通信工程学院35当 v(t)=Vmcos t 时，上式可表示为mOmcp1mcf()cossincossinVvtVtk ktVtMt式中，Mf =kp(k1Vm/)=m/，m=kpk1VmMf：调频指数，与调制信号振幅 Vm 成正比。调相器：实现间接调频的关键，产生受调制信号线性控制的附加相移(t)。优点：调相电路的实现比较灵活。通信工程学院36二、调频电路的性能要求二、调频电路的性能要求1.调频特性定义描述瞬时频率偏移 f(=f-fc)随调制电压 v 变化的特性。特性通信工程学院37要求在调制电压变化

19、范围内是线性的。2.调频灵敏度原点上的斜率:F0d()dvfSv单位为 Hz/V，SF 越大，调制信号对瞬时频率的控制能力就越强。3.中心频率准确度和稳定度 保证接收机正常接收所必需满足的一项重要件能指标，否则，调频信号的有效频谱分量就会落到接收机通频带以外，造成信号失真，并干扰邻近电台信号。通信工程学院384.调频特性的非线性中心频率偏离量非余弦波形f(t)的傅里叶级数展开式为：f(t)=f0+fm1cos t+fm2cos2 t+式中，f0=f0 fc 为 f(t)的平均分量，表示调频信号的中心频率由 fc 偏离到 f0 ，称为中心频率偏离量。非线性失真系数评价调频特性非线性的参数为2m2

20、m1nnfTHDf通信工程学院395.2.2 在正弦振荡器中实现直接调频在正弦振荡器中实现直接调频一、工作原理及其性能分析一、工作原理及其性能分析将可变电抗器件接入 LC 振荡回路中，其电容或电感量受调制信号控制，便可实现调频。1.工作原理2.可变电抗器件的种类应用最广的是变容二极管。利用 PN 结反偏呈现的势垒电容而构成。优点：工作频率高、固有损耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入。通信工程学院403.变容二极管伏安特性与一般二极管相同。变容二极管结电容与反向偏压v之间的关系为：C Cj jv0 0j0jB(1)nCCvVCj0:v=0时二极管的结电容VB :PN结的内建电位差n :变

21、容指数，其值1/3 6 通信工程学院411.变容管作为振荡回路总电容的直接调频电路 原理电路Cj：变容二极管的结电容，与 L 共同构成振荡器的振荡回路(全接入)。振荡频率为：osc0j1LC变容二极管的结电容：jjB(0)()(1/)nCC vv V通信工程学院42为了保证变容管在调制信号电压变化范围内保持反偏，必须外加反偏工作点电压-VQ变容二极管总电压 v=-(VQ+v)，且|v|VQ，代入jjQjQB(0)()(1)1nnCCC vxVvV式中，jjQQB(0)(1/)nCCVV-静态工作点 Q 上的结电容QBvxVV-归一化的调制信号电压通信工程学院43将 Cj 代入osc0j1LC得

22、2osc0cjQj1(1)(1)nnxxLCLCcjQ1LC式中，为 v =0 的振荡(载波)角频率，与VQ 有关。2osc0c(1)nx称作归一化调频特性曲线方程，反映了振荡角频率 osc 随 x(即 v)变化的关系式。通信工程学院44归一化调频特性曲线指数 n 不同，f/fc 随 x 变化的曲线。n=2 时，调频特性曲线为线性曲线。变容二极管作为振荡回路总电容，应选用 n=2 的超突变结变容管。通信工程学院45直接调频电路的性能当 v(t)=Vmcos t 时，归一化调制信号电压：mQBcoscosVxtmtVV其中，m=Vm/(VQ+VB)，若m 足够小，2(1)nx二项式级数展开式x的

23、三次方及其以上各次方项可忽略，则22osccc22c/2(/2 1)()(1)122!111(1)cos(1)cos282282nnnnxxxxnnnnmmtnmt通信工程学院46最大频偏mc2nm中心频率偏移 c 的数值2cc1(1)82nnm二次谐波分量的最大角频偏22mc1(1)82nnm调频波的二次谐波失真系数2mf2m(1)4 2m nk中心角频率的相对偏离值2cc1(1)82nnm通信工程学院47讨论调制信号对振荡频率的调变能力强，调频灵敏度高，较小的m值就能产生较大的相对频偏。变容二极管选定，变容指数n则定，增大m可增大相对频偏，但同时增大了非线性失真系数 kf2和中心频率偏移c

24、。最大相对频偏受 kf2 和 c 的限制。在满足 kf2 和 c的条件下，提高 c 可以增大调频波的最大角频偏值 m。当 n=2 时，c=0，2m=0，实现不失真调频。变容二极管由PN结组成，其性能受温度影响较大，为减少影响，可采用部分接入电路。通信工程学院48在实际调频电路，组成振荡回路的变容管，加上其上的电压除VQ和v以外，还同时作用着振荡器产生的高频振荡电压。高频波形上下不对称非余弦；影响振荡频率随调制电压的变化规律，还影响振荡幅度和频率稳定度；部分接入可减少上述影响。通信工程学院492.变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路回路总电容为原理电路2j12jC CCCCC代入，得jQj(

25、1)nCCx2jQ12jQ(1)nC CCCCxC相应的调频特性方程osc2jQ12jQ11()()(1)nxLCC CL CCxC通信工程学院50讨论部分接入，结电容仅为回路总电容的一部分，对振荡频率的调变能力比全部接入低。为实现线性调频，必须选用 n 大于 2 的变容二极管；正确选择 C1 和 C2 的大小。在实际振荡回路中，一般C2 取值较大，C1取值较小。jC2CV0osc()xx2C2C2C222CCC(a)VjC1C0(b)x1C1C1C111CCC通信工程学院51C2的接入使 减小，振荡频率增高；C1的接入使 增大，振荡频率减小。振荡频率增高和降低的程度取决于它们与Cj值的相对大

26、小,C2主要影响低频区的调制特性曲线，而C1主要影响高频区的调制特性曲线。CC部分接入，最大角频偏：cm2mnp式中c2jQ12jQ1()C CL CCCp=(1+p1)(1+p2+p1 p2)p1=CjQ/C2，p2=C1/CjQ通信工程学院52比较全部接入最大角频偏：mc2nm可见，减小了 1/p，而 p 恒大 于 1。当 CjQ 一定时，C2 越小，P1 越大；C1 越大，P2 越大，其结果都使 p 值增大，因此 m 越小。通信工程学院53二、电路组成二、电路组成控制电路的接入原则：既可将 VQ 和 v 加到变容二极管上，实现控制作用，又不影响振荡器的正常工作。L1：高频扼流圈，对高频开

27、路，对直流和调制频率短路。C2：高频滤波电容，对高频短路，对调制频率开路。C1：隔直电容。对高频短路，对调制频率开路，VQ 和 v 可有效加到变容二极管上。通信工程学院541.中心频率为 140 MHz 的变容二极管直接调频电路。T 的直流偏置：双电源供电 振荡电路变容管全接入的电感三点式 D 的直流偏置 调制信号接入 型滤波通信工程学院552.中心频率为 90 MHz 的直接调频电路 Q 点 振荡电路：变容管部分接入、电容三点式 变容管控制电路 调制电路：v(t)经 47 F 隔直电容和 47 H 高频扼流圈加到变容管上通信工程学院563.100 MHz 晶体振荡器的变容二极管直接调频电路T

28、1：音频放大器；T2：皮尔斯晶体振荡器谐振回路：调谐在三次谐波通信工程学院575.2.4 间接调频电路间接调频电路调相电路调相电路实现间接调频电路的关键：调相电路。矢量合成法可变相移法可变时延法实现方法通信工程学院58一、矢量合成法调相电路一、矢量合成法调相电路单音调制时，调相信号的表达式为ompmpmp()coscos coscoscossinsincoscccv tVtMtVtMtVtMtp/12 radM时，为窄带调相pppcoscos1sincoscosMtMtMt此时ommp()coscossinccv tVtV Mtt则窄带调相波可近似由一个载波信号和一个双边带信号叠加而成。通信工

29、程学院59晶体振荡器mcoscVt90相移器msincVtpcosMtyxMA xy相加器mpcossincV Mtto()v t()tmVmpcosV Mt用矢量表示，载波信号矢量与双边带信号矢量是相互正交，其中双边带信号矢量的长度按 的规律变化。窄带调相波就是这两个正交矢量合成的产物，这种调相方法称为矢量合成法，又称为阿姆斯特朗法(Armstrong Method)。mpcosV Mt通信工程学院60二、可变相移法调相电路二、可变相移法调相电路1.实现原理载波电压 Vmcosct 通过可控相移网络,该网络在c上产生的相移(c)受调制电压的控制，且呈线性关系即(c)=kpv(t)=Mpcos

30、 t，其输出电压便为所需的调相波，即vo(t)=Vmcosct+(c)=Vmcos(ct+Mpcost)通信工程学院612.实现方法采用变容二极管调相电路。Cj(D)、L 组成谐振回路，由角频率为 c 的电流源 iS(t)=Ismcosct 激励；Re：回路的谐振电阻。并联谐振回路阻抗：zj()e0e0(j)()e2()1jRZZQ其中：e20e0()2()1，RZQ0e02()()arctan Qz通信工程学院62变容二极管上的电压 v=-(VQ+v)=-(VQ+Vmcost)，相应的 Cj 为 jQjQjnnBQ(1cos)1CCCmtvVV设 v =0，Cj=CjQ，谐振回路的谐振角频率

31、 0 等于输入激励电流的角频率 c，即 0=c=1/，当加上 v，0将随 v 而变化，其值为jQLCn/200c()()(1cos)vtmt通信工程学院63回路提供的相移 z()将随 v 即 0 而变化。因此，iS(t)在回路上产生的电压将是相位受 v 调变的调相信号。副作用：vo(t)的幅度IsmZ(c)也同时发生变化，称为寄生调幅。通信工程学院643.不失真调相的条件对 m 的限制将n/200c()()(1cos)vtmt用幂级数展开220c12 2()1coscos22n nntmtmt！忽略二次方及其以上各次方项0cc0()1cos()2ntmtt式中0c()cos2ntmtmQBVm

32、VV必须为小值。通信工程学院65对 Mp 的限制根据正切函数特性，当 时，tanz()z()，由此引入的误差小于 10%，工程上是允许的。因此z()6 00zee00()()()arctan22()()ttQQtt 当 =c 时cc00zceec0c0()2()()2()()ttQQtt 通常满足 0(t)c，上式简化为0zceepc2()()coscos6tQQ nmtMt 式中，Mp=Qenm 应小于/6。通信工程学院66结论：不失真调相条件选用 n=2 的变容二极管。限制 m 为小值，保证 0(t)不失真地反映 v。限制 Mp 小于/6。4.实际电路L、D：谐振回路。R1 和 R2：隔离

33、电阻隔离谐振回路输入和输出。R4：隔离电阻，隔离变容二极管控制电路的偏压源(9V)与调制信号源。通信工程学院67C1、C2、C3：隔直耦合电容或高频滤波电容。L对调制频率呈短路高频通路 调制频率通路若 C4 取值较大，则 v(t)在积分电路 R3C4 中产生的电流 i(t)v(t)/R3，向电容 C4 充电，故 D 上的调制信号电压0043411()()d()dttvtittvttCR C通信工程学院68若 v(t)=Vmcos t，D 上的调制信号电压m34()sinVvttR C调相电路便转换为间接调频电路。增大Mp可以采用多级单回路构成的变容管调相电路。m34QBVmR CVVmemef

34、pm34QB34QB,VnQVnQMMR CVVR CVV通信工程学院69三、可变时延法调相电路三、可变时延法调相电路将振荡器产生的载波电压通过可控时延网络，则时延网路输出电压为：om()cos()cv tVt如果 收调制信号线性控制，即ddmcosk vk Vt则vo(t)即为所需调相波omdmp()cos()cos(cos)cccv tVtk vVtMtpdmcMk V式中晶体振荡器可控时延网路f v()vtmcoscVtom()cos()cv tVt通信工程学院70具体电路举例：脉冲调相电路锯齿波发生器门限检测电路v0V+-v输入脉冲Av脉冲发生器输出脉冲+-+-通信工程学院71tcTt

35、0tAv门限t000tt123脉冲调相电路具有线性相移较大的优点，Mf=0.8。通信工程学院72四、间接调频与直接调频电路性能上的差别四、间接调频与直接调频电路性能上的差别调相电路能够提供的最大线性相移 Mp 均受到调相特性非线性的限制，且其值都很小。对间接调频 Mf=kp(k1Vm/)=m/故 m=kpk1Vm，调相电路选定后，只与 Vm 有关而与 c 无关。间接调频限制的是绝对频偏 m。对直接调频mc2nm与 c 成正比，c 增加，m 随之提高，故限制的是最大相对频偏 。mc/通信工程学院73所以，两种调频受限制的参数不同。增大c，可以增大直接调频电路中的m，对间接调频电路中的m 无济于事

36、。反之，减小c，可以增大间接调频电路提供的最大相对频偏，而对直接调频电路的相对频偏却无济于事。对于间接调频，若调制信号是复杂信号，则当Vm 即m 一定时，越小，Mf =(m/)就越大，当 =min 时，Mf 达到最大值，且这个值不能超过调相器提供的最大线性相移Mp，因而最大频偏必须在最低调制频率上求得，即m=Mf min才能保证在整个调制频率范围内的 Mf 不超过 Mp。通信工程学院74举例：已知Fmin=100Hz采用矢量合成法调相电路时，Mf=/12=0.26rad,fm=26Hz；采用三级单回路变容管调相电路时，Mf=/2=1.57rad，fm=157Hz；采用脉冲调相电路时，Mf=0.

37、8 =2.51rad,fm=251Hz。通信工程学院755.2.5 扩展最大频偏的方法扩展最大频偏的方法1.问题的提出m 是频率调制器的主要性能指标，若实际调频设备需要的 m不能达到，则需扩展。2.扩大最大频偏的方法倍频设调频波瞬时角频率为 =c+mcos t，通过 n 倍频器，其瞬时角频率增大 n 倍，变为 nc+nmcos t。可见倍频器可不失真地将 c 和 m 同时增大 n 倍，而相对角频偏(n m/nc=m/c)不变。若将该调频波通过混频器，由于混频器具有频率加减的功能，可使调频波的载波角频率 c 降低或者提高，但 m 不变。可见，混频器可以在保持最大角频偏不变的条件下，不失真地改变调

38、频波的相对角频偏。通信工程学院76利用倍频器、混频器的上述特点，可以实现在要求的载波频率上扩展频偏。例：某调频发射机，采用矢量合成法调相电路，欲产生载波频率为 100 MHz，最大频偏为 75 KHz 的调频波。已知调制信号频率范围为 100 15 000 Hz。通信工程学院775.3 调频波解调电路调频波解调电路频率检波(鉴频)：调频波的解调；相位检波(鉴相)：调相波的解调。1.概念2.作用从已调波中检出反映在频率或相位变化上的调制信号。鉴频鉴相采用的方法不尽相同，本章重点讨论调频波的解调鉴频。3.特点限幅与鉴频一般联用统称限幅鉴频器。通信工程学院785.3.1 限幅鉴频实现方法概述限幅鉴频

39、实现方法概述一、鉴频电路性能要求一、鉴频电路性能要求1.功能将输入调频信号的瞬时频率变换为相应解调输出电压。2.鉴频特性描述 vO 随瞬时频偏(f-fc)的变化特性。3.鉴频跨导鉴频特性原点处的斜率cODc()ffvSff单位 V/Hz。通信工程学院794.对鉴频电路性能要求 通频带大于调制信号的最高频率 max，在传输视频信号时，还必须满足相位失真和瞬变失真的要求；大的鉴频跨导 SD；满足线性和非线性失真的要求。二、鉴频的实现方法二、鉴频的实现方法 利用反馈环路(例如锁相环)实现鉴频(第6章)；利用波形变换 将输入的调频信号进行特定的波形变换，使变换后的波形含有反映瞬时频率变化的平均分量。再

40、通过检波、低通滤波器输出所需的解调电压。通信工程学院801.斜率鉴频器(Slope Discriminator)将输入调频波通过具有合适频率特性的线性网络，使输出调频波的振幅按照瞬时频率的规律变化。通过包络检波器输出反映振幅变化的解调电压。通信工程学院812.相位鉴频器(Phase Discriminator)将输入调频波通过具有合适频率特性的线性网络，使输出调频波的附加相移按照瞬时频率的规律变化。相位检波器将它与输入调频波的瞬时相位进行比较，检出反映附加相移变化的解调电压。通信工程学院823.脉冲计数式鉴频器(Pulse Count Discriminator)调频波通过非线性变换网络变成调

41、频等宽脉冲序列。由低通滤波器输出反映平均分量变化的解调电压。通信工程学院83通信工程学院84minmincm1Tff优点：线性鉴频范围大，便于集成化；缺点：工作频率受到 限制。min通信工程学院85三、调频信号通过线性网路的响应三、调频信号通过线性网路的响应实现斜率和相位鉴频的关键在于找到一个将输入调频信号的振幅或附加相移变换为按瞬时频率变化的线性网络这个线性网络的作用就是改变输入调频信号中个频谱分量的相对幅度和相位，以使它们合成为振幅或附加相移按瞬时频率变化的调频信号。1.理想微分网路 11jjdv tFdtF2.理想时延网路0j101jev tFF通信工程学院86四、振幅限幅器四、振幅限幅

42、器振幅限幅器的作用是将具有寄生调幅的调频信号变换为等幅调频信号。通信工程学院871.三极管振幅限幅器对于谐振功率放大器的放大特性，若输入高频电压振幅Vbm足够大，放大器工作在过压状态，则输出高频电压振幅Vcm几乎不随Vbm而变化；因此，工作在过压状态的谐振功率放大器称为晶体三极管振幅限幅器。2.差分对振幅限幅器由于差分对管的差模特性，当其输入较大振幅的高频电压时，集电极电流波形的顶部就被削平，如果在集电极上接入谐振回路，使其调谐在输入调频信号载波频率上，且其通频带大于输入调频信号的频谱宽度，则其上便可输出等幅的调频电压。通信工程学院885.3.2斜率鉴频电路斜率鉴频电路一、失谐回路斜率鉴频电路

43、一、失谐回路斜率鉴频电路1电路组成 单失谐回路(谐振回路对输入调频波的载波失谐)二极管包络检波器2工作原理通信工程学院893扩大鉴频特性范围平衡回路斜率鉴频器(Balanced Slope Discriminator)vO=vA V1 vA V2 f f01 fc=fc f02。通信工程学院90设 A1()、A2()为上、下两谐振回路的幅频特性vO为双失谐回路斜率鉴频器输出解调电压，则vO=vA V1 vA V2=VsmdA1()A2()d：上、下两包络检波器的检波电压传输系数通信工程学院91合成鉴频特性曲线的线性：与两失谐回路的幅频特性形状有关；主要取决于 f01 和 f02 的位置。配置恰

44、当，补偿两曲线中的弯曲部分，可获线性范围较大的鉴频特性曲线。f 过大时，会在 fc 附近出现弯曲；f 过小时，线性段范围不能扩展。通信工程学院92可证，若 ，鉴频特性的线性范围达到最大。为了实现线性鉴频，应限制 m BW0.7/4。0.70.730.124BWfBW通信工程学院93二、集成电路中采用的斜率鉴频器二、集成电路中采用的斜率鉴频器1电路L1C1C2：线性网络，作用：f V 变换，输出调频调幅电压 v1(t)，v2(t)；T1T2：射随器；T3T4：三极管包络检波器，输出解调波；T5T6：差分放大器，放大解调电压。通信工程学院942原理特性曲线如图 所示。1，L1C1并联谐振，v1m

45、最大，v2m 最小。2，L1C1C2串联谐振，v1m 最小，v2m 最大。合成鉴频特性曲线如图 所示。vO=A(v1m-v2m)A：增益常数，取决于射随器、检波器、差分放大器。可调元件 L1、C1、C2。通信工程学院955.3.3相位鉴频电路相位鉴频电路作用：鉴相，用来检出两信号间的相位差，并输出与相位差大小相对应的电压。实现电路叠加型乘积型模拟鉴相器数字鉴相器由数字电路构成1乘积型鉴相器原理相乘器(例如双差分对平衡调制器)+低通滤波器。一一、相位检波器、相位检波器通信工程学院96设两个输入信号分别为22m2m()cos()sin()2v tVtVt 11m()cosv tVt除 90 固定相

46、移外，它们之间的相位差为 。则双差分对管输出差值电流为120TT()()thth22v tv tiIVV V2m 260 mV，上式简化为022T02mT()()244coscos3sin()23Iiv t KtVIttVtV 通信工程学院9702mTsinsin(2)IVtV 设双差分对管的直流负载电阻为 RC，低通滤波器的传输增益为 1，则鉴相器的鉴相特性为0CO2mdTsinsinI RvVAV 式中，Ad 为鉴相灵敏度，单位为 V。当|0 时，相乘所得的双向脉冲上、下不等宽。在|/2 范围内，相应的平均分量为0002av0022IIIId td td td t通信工程学院99通信工程学

47、院100通过低通滤波器，得到鉴相器的输出电压为O0C2vI R 为在|/2 内的一条通过原点的直线，并向两侧周期性重复。通信工程学院1012乘积型鉴相器电路频相转换网络D1 D5：T2及 双 差 分 对偏置电路。通信工程学院102T1：射随器，将一路信号 vS 分为大小两路：大：接 T7，作用：保证 T7、T8 为开关状态。小：经频相转换网络接 T3 T6，为相乘器小信号输入电压。T3 T9、D6：双差分对平衡调制器，实现乘积型鉴相。频相转换网络将输入电压源 变换为电流源，如图所示，其中，。则该网络就是在激励下的单谐振回路。111jICV1V1I通信工程学院103输出电压1211j1j1jC

48、RRVIV在 0 附近，网络的增益 A(j)可近似表示为01211jj(j)1j1jC RVC RAV或01A2()()arctan21C RA，式中，00ee002QQ定义为广义失谐量，其中0e1011()()RRQCC RLLL CC，通信工程学院104幅频特性和相频特性曲线该网路不能提供恒值的幅频特性，也不能提供线性的相频特性，因此并非理想的频相转换网络。设频相转换网络谐振频率 0=c。电路中射随器 T1 和 T2 的增益近似为 1，则 v1(t)的振幅 V1m 近似等于输入调频信号 vs(t)的振幅 Vsm，v2(t)的振幅 V2m =(1/10)A()Vsm。通信工程学院105根据

49、vO Adsin，在双差分对管单端输出时，鉴频器的输出解调电压为00COC2mAsmATTsin()sin 220II RvR VVAVV式中，A=arctan根据上式画鉴频特性曲线，如图所示。虚线是假设 A()为恒值时画出的特性，而实线则是按 A()的变化进行修正后画出的实际特性。当广义失谐量 向正、负方向增大时，由于 A()下降，实际特性出现正、负两个峰值，而后便近似按 A()的规律单调下降。通信工程学院106若 arctan 限制在 /12，即|0.27 时，由可近似认为01A2()()arctan21C RA，A()A(0)=0C1R0Ae0222Q若输入调频信号的瞬时角率(t)=c+

50、(t)，且 0=c，代入上式，则 Aec()2tQ通信工程学院107因而，可得0COsm0AT0Csm01edTc()()201()(2()()20I RvtVAVI RVC RQtAtV 式中，鉴相灵敏度0C1edsmT10I R RC QAVV实现了线性鉴频。通信工程学院1083.叠加型鉴相器原理由两个包络检波器叠加后组成的叠加型鉴相器。vi1(t)=v1(t)+v2(t)，vi2(t)=v1(t)v2(t)通信工程学院109假设 v1(t)=V1mcost，v2(t)=V2msin(t+)，则根据矢量叠加原理，vi1(t)和 vi2(t)可分别表示为：vi1(t)=Vm+(t)cost

51、1(t)vi2(t)=Vm-(t)cost+2(t)22m1m2m1m2m22m1m2m1m2m()2sin()2sin VtVVV VVtVVV V其中，通信工程学院1102m11m2mcos()arctan()sinVtVV2m21m2mcos()arctan()sinVtVV 可见，合成电压的振幅Vm+(t)和 Vm-(t)均与 有关，但它们之间的关系是非线性的。通信工程学院111123coscoscosAtBtCt这里，2221123122cossinsinarctgcoscossincos/2CABABABABtt通信工程学院112 若包络检波器的检波电压传输系数为 d，则鉴相器的输

52、出电压为 OAV1AV2dmm112222d1m2m()()(1sin)(1sin)vvvVtVtVVKK式中，1m2m2m1m2221m2m2m1m22/1(/)V VVVKVVVV以 Ksin 为变量，将上式用幂级数展开：223Od1m2m1sin(sin)8vVVKK通信工程学院113当 Ksin 为小量时，Ksin 的三次方及其以上各次方项可忽略，上式简化为22Od1m2msinvVVK 呈正弦鉴相特性。通信工程学院1144.叠加型鉴相器电路 频相转换网络：L1C1 和 L2C2，互感耦合双调谐回路。C0：隔直电容，对输入信号频率呈短路。L3：高频扼流圈，高频阻抗很大，接近开路，而对平

53、均分量接近短路，为包络检波器提供通路。通信工程学院115 两个输入信号叠加后加到包络检波器而构成的叠加型鉴相器。1 路：调频信号 vS(t)经 T、一次回路 L1C1 上产生电压v1(t)，通过互感耦合在二次回路 L2C2 上产生电压 v2(t)。2 路：v1(t)又通过 C0、高扼圈 L3 和滤波电容 C 通地，形成闭合回路，在这个回路中，v1(t)几乎全部加到 L3 上。实际加到上、下包络检波器的输入电压分别为 v1(t)+v2(t)/2 和 v1(t)-v2(t)/2。符合叠加型相位检波器对输入电压的要求。通信工程学院116可证，频相转换网络的幅频、相频特性A2()()arctan21A

54、，00ee02()LLQQrr，通信工程学院117根据叠加型鉴相器的鉴相特性解调电压为式中，22Od1m2msinvVVK22Od1m2mA(/2)sin vVVK2m1mA2m1m22m1m/arctan()114VVKVVAVV，通信工程学院118如图所示。虚线为 V2m 为恒值时的特性。实线是按 V2m=V1mA()修正后画出的实际特性。通信工程学院119前面假设 V1m 为恒值。实际上，一次回路上产生的电压是频率的复函数。故鉴频特性必须按 V1m 随 变化的特性修正。1Ve1ms22(1j)12jRVg V式中，耦合因子=kQe。一次、二次回路间耦合系数 k=M/L。通信工程学院120参变量 对曲线形状的影响：(1)0.49 时，为双峰曲线，随 的增大，两峰向两边扩展，峰值和谷值均减小。1()V 1()V 通信工程学院121 按 V1m()的变化特性修正后的鉴频特性如图所示。0.49失谐量|较小时，V1m()在谷点附近比较平坦，实际鉴频特性曲线由修正前特性决定，近似为一条直线。|为中等数值时，V1m()向峰值上升，可对修正前曲线的向下弯曲起到补偿作用，使实际特性的线性范围有所扩展。在|很大时，V1m()通过峰值下降，因而加快了实际特性的下降。取值不同，修正后的实际鉴频特性也不同，理论和实践证明，=2 3 时，鉴频特性线性最好。