(完整版)LED灯恒流驱动电源设计指导书(新)

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1、LED 高效恒流驱动电源的设计指导书第1 章 绪论11 LED工作原理1.1.1 LED 发光原理发光二极管（LED）是一种将把电能变成光能的器件，发光二极管的主要部份是由p型半导体和n型 半导体组成的晶片，在P型半导体中，空穴占有绝对地位，而在N型半导体中电子占绝大多数。在这两者 之间是p-n结。的大体工作过程是一个电变光的过程，当LED的p-n结由外部电路加上正向偏压时，P区 的正电荷将向N区扩散，同时N区的电子也向P区扩散，电子与空穴结合然后释放能量，一部分能量由光 的形式散发出来，这就是发光的原因。不同大小的能量水平的差异，频率和波长的光的不同，相应的光的 颜色是不同的，这便是LED发

2、光原理。112 LED光源的特点1 超低能耗 比起传统的白炽灯为首的白炽灯，至少节省20%以上的电量，节约了资源。2 超长寿命传统的节能灯的寿命是20008000小时，而LED照明灯寿命可达5万10万小时。3 响应时间短LED 灯的响应时间比传统的照明灯快几个数量级。4 工作电压低LED 的驱动电源既可以是高压电源又可以是低压电源，相比传统的照明灯，它更加适应电压的变化， 电压发生变化的时候不容易损坏。5 绿色环保符合欧盟标准，不会造成环境污染，并且LED可以被回收利用。6 坚固可靠LED完全封装在循环氧树脂里面的LED,它比传统照明灯更加坚固不易损坏。7 不招蚊虫因 LED 用二极管发光技术

3、，使用的冷光源，所以不招蚊虫。8 自选颜色可以通过不同的设计以及电流的大小来改变LED的颜色。如小电流时为红色的LED，随着电流的增加， 可以依次变为橙色，黄色，最后为绿色。目前白色LED发光效率已经突破120LM/W,是白炽灯15LM/W的8 倍,是荧光灯50LM/W的2倍多。 LED的光谱中没有紫外线和红外线成分，所以有害辐射小。在散热良好的情况下，LED的光通量半衰期大 于5万小时以上，可以正常使用20年，器件寿命一般都在10万小时以上，是荧光灯寿命的10倍，是白炽 灯的100倍。这种灯具具有非常好的节能长寿命特性，随着白色LED价格的不断降低，LED照明灯不但在 节日彩灯装饰中广泛应用

4、，而且逐步延伸到路面照明、民用照明等低照度要求的领域，全面进入实用化， 并且在环保方面废弃物可以回收，没有荧光灯的汞污染问题，是国家重点发展的继白炽灯、荧光灯之后的 第三代照明产业。LED 驱动电源原理下图为超高亮LED的特性伏案特性曲线，即正向电流（IF）和正向压降（VF）的关系曲线，由曲线可知， 当正向电压超过某个阈值，即通常所说的导通电压之后，可近似认为，IF与VF成正比。表中是当前主要 超高亮LED的电气特性。当前超高亮LED的最高IF可达1A,而VF通常为24V。（图1）由于LED的光特性通常都表述为电流的函数，而不是电压的函数，（图2）是光通量V）与IF的关系 曲线，因此，采用恒流

5、源驱动可以更好地控制亮度。此外， LED 的正向压降变化范围比较大（最大可达 1V 以上），而由（图1）中的VF-IF曲线可知，VF的微小变化会引起较大的，IF变化，从而引起亮度的较大变 化。所以，采用恒压源驱动不能保证LED亮度的一致性，并且影响LED的可靠性、寿命和光衰。因此，超 高亮 LED 通常采用恒流源驱动。图 2）（图3）是LED的温度与光通量V）关系曲线，由（图3）可知光通量与温度成反比，85C时的光通 量是25C时的一半，而-40C时光输出是25C时的1.8倍。温度的变化对LFD的波长也有一些影响，因此, 良好的散热是LED保持恒定亮度的前提。（图3）是LED的温度与光通量V）

6、关系曲线。（图 3）一般LED驱动电路介绍由于受到LED功率水平的限制，通常需同时驱动多个LED以满足亮度需求，因此，需要专门的驱动电 路来点亮LED。下面简要介绍LED概念型驱动电路。阻限流电路如（图 4）所示，电阻限流驱动电路是最简单的驱动电路，限流电阻按下式计算。（图 4）式中：Vin为电路的输入电压：IF为IED的正向电流;VF为LED在正向电流IF时的压降;VD为防反 二极管的压降（可选）;y为每串LED的数目x为并联LED的串数。由上图可得LED的线性化数学模型为:汗=I . + h式中：Vo为单个LED的开通压降；Rs为单个LED的线性化等效串联电阻。则上式限流电阻的计算可 写为

7、：当电阻选定后，电阻限流电路的IF与VF的关系为由上式可知电阻限流电路简单，但是，在输入电压波动时，通过LED的电流也会跟随变化，因此调节 性能差。另外，由于电阻R的接人损失的功率为xRIF,因此效率低。线性调节器介绍线性调节器的核心是利用工作于线性区的功率三极管或MOSFFET作为一动态可调电阻来控制负载。 线性调节器有并联型和串联型两种。（图5）a所示为并联型线性调节器又称为分流调节器（图中仅画出了一个LED，实际上负载可以是多 个LED串联，下同），它与LED并联，当输入电压增大或者LED减少时，通过分流调节器的电流将会增大, 这将会增大限流电阻上的压降，以使通过LED的电流保持恒定。由

8、于分流调节器需要串联一个电阻，所以效率不高，并且在输入电压变化范围比较宽的情况下很难做 到恒定的调节。（图5）b所示为串联型调节器，当输入电压增大时，调节动态电阻增大，以保持LED上的电压（电流） 恒定。由于功率三极管或MOSFET管都有一个饱和导通电压，因此，输入的最小电压必须大于该饱和电压与 负载电压之和，电路才能正确地工作。开关调节器介绍上述驱动技术不但受输入电压范围的限制，而且效率低。在用于低功率的普通LED驱动时，由于电流 只有几个mA,因此损耗不明显，当用作电流有几百mA甚至更高的高亮LED的驱动时，功率电路的损耗 就成了比较严重的问题。开关电源是目前能量变换中效率最高的，可以达到

9、 90%以上。 Buek、Boost 和 Buck-Boost等功率变换器都可以用于LED的驱动，只是为了满足LED的恒流驱动，采用检测输出电流而 不是检测输出电压进行反馈控制。（图6）（a）为采用Buck变换器的LED驱动电路，与传统的Buek变换器不同，开关管S移到电感L 的后面，使得S源极接地，从而方便了 G的驱动，LED与L串联，而续流二极管D与该串联电路反并联, 该驱动电路不但简单而且不需要输出滤波电容，降低了成本。但是，Buck变换器是降压变换器，不适用于 输入电压低或者多个LED串联的场合。（图6） （b）为采用Boost变换器的LED驱动电路，通过电感储能将输出电压泵至比输入电

10、压更高的期 望值，实现在低输入电压下对LED的驱动。优点是这样的驱动IC输出可以并联使用，有效的提高单颗LED 功率。（图6）（c）为采用BuckBoost变换器的LED驱动电路。与Buek电路类似，该电路S的源极可以直 接接地，这样方便了 G的驱动。Boost和Buck-Boosl变换器虽然比Buck变换器多一个电容，但是，它们 都可以提升输出电压的绝对值。因此，在输入电压低，并且需要驱动多个LED时应用较多。（图 6）第 2章 开关式恒流驱动电源原理分析2.1 LED驱动方式常见的 LED 驱动方式有以下三种：阻容降压、隔离反激以及原边调节方案。其中阻容降压式电路简单， 成本低，但效率低，

11、调节精度差，已被淘汰。目前主要采用的是开关电源方式的隔离反激以及原边调节方 案。2.1.1 开关式稳压电源的基本工作原理 开关电源是通过控制晶体管的导通与截至的时间或频率，以达到稳定输出电压的一种电源。相比线性电源，具有效率高、体积小、重量轻、适应电网电压范围宽等优点。开关式稳压电源的控制方法可以分为脉宽调制（PWM）方法和频率调制（PFM ）方法两种，在我们实 行的工作和使用中，基本上都是用脉宽调制式开关稳压电源。就当下的开发和设计的开关电源集成电路中 八成以上都是采纳脉宽调制型。所以接下来我们就主要介绍脉宽调制式开关稳压电源。脉宽调制式开关稳 压电源的基本原理可参见下图：图 2-1 开关电

12、源基本原理从上图所示的单极性矩形脉冲可以看出，单极性矩形脉冲的宽度决定了 U0的值，如果脉冲的宽度加宽, 那么相应的直流电压也会增加。Uo可用以下公式计算得出结果：Uo= T1/T xUm=DUm其中T1是矩形脉冲宽度，T为该矩形脉冲周期，Um是矩形脉冲的峰值，D为占空比。从上面的公式我们可以得出结论，Uo可以通过调节D实现稳定。2.1.2 AC/DC 开关式稳压电源的原理图 2-2 开关电源原理电路交流电压AC经过整流电路和滤波电路整流滤波后，含有脉动成分的直流电压，电压被开关变换器转换 成方波电压，这个方波电压被调宽(或调频)后，再经整流滤波后成为我们所要求的DC。脉冲宽度调制部分的电路，

13、包括抽样器、比较器、振荡器、脉宽调制、参考电压电路等等。2.2 反激式概述反激式(Flyback)变压器，英文名称：Flyback Transformer。变压器也称之为转换器、变换器。反激式是 指当初级线圈被变压器的直流脉冲电压激励时，负载没有变压器次级线圈提供的功率输出；只有当断开变 压器初级线圈的激励电压时，负载才会有功率输出。这就是反激式开关电源。VDN2宇匚0Lvt图 2-3 反激式开关电源工作原理N反激式变压器有如下几点优点：1.转换的效率高，2.变压器匝比ps数值小3.电路简单，体积小，节 约成本。2.2.1反激式开关电源的工作过程以上图所示的电路为例，我们来分析一下反激式的工作

14、原理。当三极管VT导通的时候，即左侧电路构 成通路，初级线圈绕组Np上有电流流过即Ip，并且开始储存能量。从图中可以看出，初级线圈Np和次级 线圈N2的极性是相反的，二极管反偏截至，能量也就无法进行传递，从而无法到达负载。而当三极管VT 截至的时候，分析跟上述相反，二极管正向导通，能量到达负载， I0 流过负载。其过程的波形图如下：图 2-4 波形图 2.2.2反激式开关电源的工作方式反激式变压器的工作方式大概有以下两种：其一是本次设计采用的工作方式，那就是DCM工作方式， 即是电感电流不连续模式，其二是CCM工作方式，即使电感电流连续模式。1. CCM ( Continuous Induct

15、or Current Mode)，就是周期内开启时间所获得的能量在反激的时间里部份或 者说不完全的传给输出端。2. DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)，就是周期内开启时所储存的能量在周期内的反激时间完 全或者说是全部流到输出端。阳3(bl DCM图 2 CCM 与 DCM 工作模式波形图。2.3 原边反馈概述2.3.1 PSR(Primary Switching Regulator，原边开关调节)控制原理近两年由于PSR线路简单，成本低，所以在充电器，LED驱动应用方面相当流行。先谈谈CV操作模式， 现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于

16、漏感的原因，在MOS关断后，也就是次级二极管导通 瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采样，也就是在 MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。从而避开漏感尖峰OPI是在高压开关关断2.5US采样。这种采 样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如0B2203和UCC28600, NCP1377上都有这样的 应用，所以可以得到较高精度的过压保护。还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。同 时建议大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。可以减小漏感产 生的振铃，从而减小取样误差。得到较高采样精

17、度。次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。比较器 内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。图片截自NCP1377规格书。Figure 24. A Voltage Sample is Taken 4.& 吓 After the Turn-Off Sequence因为输出电流Io是次级电流(如下图的三角形)在一个工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2,其 中T为工作周期。(A)mCJ一 se芒山由安匝平衡条件，Np*Ipk=Ns*Ipks，所以 Ipks=Np*Ipk/Ns,将 Ipks=Np*Ipk/Ns 代入 Io=(Td/T)*Ipsk/2, 得到：Io=(Td/T)

18、*(Np*Ipk /Ns)/2。由上式可以看出，Np,Ns为常数，只要固定Ipk和Td/T,就可以得到固定的电流输出，即恒流(CC) 输出。市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压，同时为了避免寄生电容在导通 时产生的电流尖峰，会加入一段消隐时间。Td/T是由IC内部固定的0B公司的是0.5(它是给出Td同频率的关系)，BYD的1508是直接给出0.42。 仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值，而是给出了一个计算初级电流的公式。也是间接告诉了 Td/T。 COP8155也是如此，通过计算Td/T=1/3=0.333。在CC时，在不同输出电压情况下，工作在PFM模

19、式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电流。这就 是实现恒流的基本原理，输出电压变化时能保证电流不变。只要保证IC的Td/T的精度，以及初级峰值电 流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。这两部分基本上取决于IC。取样电阻保证1%是没有问题 的。对于PSR对电感量补偿的原理，当电感量低出设计正常值时，要达到同样的峰值电流需要的时间就短 了，A t=L*AI/V,A I在DCM模式时等于峰值电流，而峰值Ipk电流是固定的(见上述)。V就是Vin,为常 数，所以L低会造成At下降，也就是Ton (At二Ton)下降。根据伏秒平衡，Vp*Ton二Vs*Td，得Ton二 Td*Ns/Np,Np,Ns

20、为常数，Ton的下降同样也造成Td下降。由于Td/T为固定值，Td下降造成T变小，所以 频率就升高了。但是由于有最高频率的限制,所以设计时要注意在最重负载时，频率不能工作在最高频率， 这样电感量的变化将得不到补偿(通过调节频率)。应适当低于最高工作频率。电感量高出正常值时，结果 当然是相反的。Io=(Td/T)* (Np*Ipk /Ns) /2。只要Ipk,Td/T不变，输出电流也就不变。所以电感量变化 引起的是频率的变化。从公式P=1/2*L*I2kf也可以看出。I固定，输出功率不变，L的变化引起的是频率f的变化，但一定要 注意最高工作频率限制。同时该公式还表明，I固定，f随P减小而减小，从

21、而可以减小电源的待机功耗， 但要注意最低的频率要大于可闻频率(20KHz),以免变压器产生可听到的“吱吱”噪声。初级调节原理我们可以通过结合下面的原理图来进行分析。负载的任何改变我们都可以通过辅助绕组 (NAUX)的电压变化来监控。我们用控制器打开MOS管。使其导通之后，初级绕组线圈电流I从0线性上 升到ipeak，其公式为i V ti = _in X tpeak L onp( 2-1)这个过程中初级绕组NP已经把能量储存起来了，而当我们让MOS管关闭之后，在初级绕组里面储存 的能量将会发生转移，这个时候次级绕组线圈开始接受来自初级绕组的能量，能量移动的过程就这样完成 了。然后能量经过整容滤波

22、电路之后，就可以加载到输出端上.图 2-5 原边反馈原理图2.3.2 PSR电源的CV/CC工作区间PSR 电源的次级侧工作区间如下图所示。电源启动后，在没有达到设定的恒流电路之前，输出电流随 着输出电压的增加而增长（线性区）；当达到恒流调节状态（恒流区）时，通过调节输出电压补偿 LED 压 降的温漂变化，使流过LED的电流保持恒定；当输出电压达到一定值时，将保持不变（恒压区）。在没有副边电压和电流检测的时候采用原边控制的方法可以达到精确的恒压/恒流控制的目地.图1是第3章BP9022工作原理及技术参数3.1 BP9022概述及原理该BP9022控制器在开关模式电源应用广泛。其高度集成的功能，

23、例如在欠压锁定（UVLO）,前沿消 隐（LEB）和内置电缆补偿提供用户高效率和低成本的解决方案AC / DC电源的应用程序。BP9022电源可以快速动态负载响应。BP9022的待机电流略高，当进行LED优化了应用的时候。此外，BP9022具有丰富开路保护、过压保护、温度保护，以消除外部保护电路，并提供可靠的操作。 BP9022提供SOP8封装。典型应用电路（下图所示）管脚号管购需称描述1C5电流采样鬧.釆徉电目接在05和GD堆之间2VCC芯片电灌3GND芯片世dROVT开路爲护屯压頭节昴，按屯殂到地5C无诧接.童颈悬空DRAIN内部高三功率管漏槻3.2 引脚功能BP9022 引脚功能3.3 B

24、P9022内部工作框图推荐工作范围符号需数参数范围单位Pm.t 1输岀功率（输入电压230V= 15%） 7甲Pon 2输出功率输入电压85V-265V） 5WFee系统工柞频率120KIIz极限参数注1）符号参数参数范围单位T匚匸MX引脚最大岂源电流5mADRIN内部高压功率管漏极到源极峰值电压-0. 3-650VCS电流采样端-0. 3-6VROVP开路保护电压调节氓-0. 3-6VPdmx功耗（注2）0. 45w0JA凸结到环境的热阻145r/ffTj工作结温范围-40 to 150rTsig储存温度范围-55 to 150弋ESD （注 3）2KV图 3-3 BP9022 内部框图7T

25、-上迫宣童过流保护过违保护过热谒节恒流控制 R逻笹控制应用信息BP9022A 是一款专用于 LED 照明的恒流驱动芯片，采用专利的恒流架构和控制方法，芯片内部集成650V功率开关，只需要极少的外围组件就可以达到优异的恒流特性。采用了原边反馈技术,BP9022A 无需光耦及 TL431 反馈，也无需辅助绕组供电和检测，系统成本极低。启动系统上电后，母线电压通过启动电阻对VCC电容充电，当VCC电压达到芯片开启阈值时，芯片内部 控制电路开始工作。BP9022A内置17V稳压管，用于钳位VCC电压。芯片正常工作时，需要的VCC电 流极低，所以无需辅助绕组供电。恒流控制，输出电流设置芯片逐周期检测变压

26、器原边的峰值电流，CS端连接到内部的峰值电流比较器的输入端，与内部400mV 阈值电压进行比较，当 CS 电压达到内部检测阈值时，功率管关断。变压器原边峰值电流的计算公式为:400mA)其中， RCS 为电流采样电阻阻值。CS比较器的输出还包括一个500ns前沿消隐时间。LED输出电流计算公式为：电气畚数讎亀时（无特别说明慵探下=1& V, L=2BTC）箝号描述*441aa”值电棗&压卜11 0 诃Vo：性盘电压laAITVVc:宜动电压论上升-1Vgg花下世与VIn、h启动电療Vr= f - IVULOOIX-LItrZ柞电疣FTOKHa:0.5.a-Lji:电新牲空鶯妁KD41am*Vz

27、 EK ZET姮尊时电汎担俱間直愉Et姮霁ml/_ q前蹄隐对同n&1.1芯片关断注逞ns工非鼻覃%熾小工作感军aXllzp量丈工仕叛军：5UKUs毗沖弓外电医m s最大占空出Uu亲域工作蛙丈占空T4J%31k jB功军曹导週2穴!=!/17=0- &A疋a抽玛功率肓的击祭电压別 uA659V:佃功丰垄泻电克聪PF卄hM関k1a-L过1芳L EX过埜锻苛盘度uTCB4：其生推电怛为睥LF刖叩丫茁鲨喘唯庄E現电节的：R屮，侵兀冠预植卫由計试琛旺，貝空H曲设i%乱式車统讣井铲保圧其中，NP是变压器主级绕组的匝数,NS 是变压器次级绕组的匝数，IP_PK 是主级侧的峰值电流。 工作频率系统工作在电感

28、电流断续模式，无需环路补偿,最大占空比为42%。推荐芯片最大工作频率为120KHZ。 芯片限制了系统的极限最小工作频率，以保证系统的稳定性。工作频率的计算公式为：；=沖led8 k nZ yLpx I led其中，Lp是变压器主级侧电感。过压保护电阻设置开路保护电压可以通过ROVP引脚电阻来设置，ROVP引脚电压为0.5V。当LED开路时，输出电 压逐渐上升，退磁时间变短。因此可以根据需要设定的开路保护电压，来计算退磁时间Tovp。Lm x VcsTovp =sNps x Res x Vovp其中，Lm 是原边电感量Vcs是CS关断阈值(400mV)Nps 是变压器的原副边匝比Vovp是需要设

29、定的过压保护点 然后根据Tovp时间来计算Rovp的电阻值，公式如下：Rovp 16* Tovp * 106(Icohm )保护功能BP9022A内置多种保护功能，包括LED开路/短路保护，CS电阻短路保护，VCC欠压保护，芯片温 度过热调节等。当输出 LED 开路时，系统会触发过压保护逻辑并停止开关工作。当LED短路时，系统工作在5KHz低频，CS关断阈值降低到200mV,所以功耗很低。当有些异常的 情况发生时，比如CS采样电阻短路或者变压器饱和，芯片内部的快速探测电路会触发保护逻辑，系统马上 停止开关工作。系统进入保护状态后，VCC电压开始下降；当VCC到达欠压保护阈值时，系统将重启。同时

30、系统不断 的检测负载状态，如果故障解除，系统会重新开始正常工作。过温调节功能BP9022A 具有过热调节功能，在驱动电源过热时逐渐减小输出电流，从而控制输出功率和温升，使电 源温度保持在设定值，以提高系统的可靠性。芯片内部设定过热调节温度点为150C。PCB 设计在设计BP9022A PCB板时，需要遵循以下指南： 旁路电容VCC的旁路电容需要紧靠芯片VCC和GND引脚。ROVP 电阻开路保护电压设置电阻需要尽量靠近芯片ROVP引脚。地线 电流采样电阻的功率地线尽可能短，且要和芯片的地线及其它小信号的地线分头接到母线电容的地端。 功率环路的面积减小功率环路的面积，如变压器主级、功率管及吸收网络

31、的环路面积，以及变压器次级、次级二极管、 输出电容的环路面积，以减小EMI辐射。NC 引脚NC 引脚必须悬空以保证芯片引脚间距离满足爬电距离DRAIN 引脚增加DRAIN引脚的铺铜面积以提高芯片散热。第 4 章 3W 的 LED 灯驱动设计计算4.1 3W BP9022方案LED恒流驱动电源 Dll.LEIXCON1ACN1CONIC DRAIN VCC DKAIN GND NC RVOP NCLED-BP9022 LED 恒流驱动电源原理图4.2系统设计方法（公式） 设计中用到的参数以及表达方式 Vac-min ：交流最小输入电压；V：ac-max ：交流最小输入电压；Vdc-max ：母线

32、输入电压最大值；Cl：主输入电容的容值；T：开关管工作周期；f：开关管工作频率；FL：交流输入电压频率；Ton：功率三极管开通时间；Tdis：输出电感放电（去磁）时间;Lp：初级电感量；Ls：次级电感量；Ipk：初级电流峰值；Ipks：次级电流峰值；Np：初级线圈匝数；Ns：次级线圈匝数；Nps：初次级线圈匝数比；Vo：输出电压；Io：输出电流；VD：输出二极管的正向压降；Vs： Vo与VD之和；：变压器转换效率；K芯片内部设定的比例参数；Res：初级电流采样电阻；Vcsth ：Rcs上电压的限制值；D：占空比。已知条件：交流输入电压： V ac-min =85V，V ac-max =264V

33、输入交流电压频率 FL=50KHz系统工作频率 f=60KHz输出功率： Po=3WLED 个数： 3/0.5=6输出：Vo=3*3.3=9.9V,取 10V, （2 并 3 串）工作电流： Io=0.3A“ =75%D：通常取0.42设计过程：本次设计采用面积相乘法（AP）来对变压器进行设计。根据设计的要求，选取EE型磁芯。AP 法选择磁芯的公式如下0.433x(1 +n)xP x 104O（见参考文献3）A A qx K x D x K x B x fAP= w e = Wj m s表 4-1 磁芯规格CORETYPEEE05MATERIAL卩SODitnenaions (nnOA * B

34、 * C5. 2d*2. 65*1.95Ap(胡)0. 0013Ae(nnn3 2. 63Aw(ums )5.00(nH/N3 285.00EEC. 3卩匚汕6. 1*2 86*7. 950. 00153. 3L1. 46105. OCEE8PC408. 3+4. )*3. 60. 0OT17. DO13L0a590.00EE10/11rc40.0. 2*5.貓丄胃0. 02fl712. 1023.70650.00EEL3PCdO3 0*6. O*0l IE0. 05701.7. 103351J30. 00EEL6PCdQ.6*7.2*4. 80. 076519. 2039. 851140.0

35、0EEL9PCdQ19L 1*7.95*5.00. 124323. 0054. 041250.00EE19/16PCdQ.9. 29*3. 1*4. 750. JL T + T 宀八on dis (4-4)经过公式推导，可以转化为NVps dc_min耳X Kx(-2 x VOOD4-5)选择 N ps=3 计算初级尖峰电流 Ipk 和电流采样电阻 Rcs4-6)KI4x 0.3 o pk N 6 psR V0.4cs I0.2pk(4-7)4 确定初级电感量 Lp由以下公式可求出初级电感量：2x Pin2x PoLp I2 X f n XI2 X fpk spk s(4-8)初级电感量的选取

36、量应比计算的值略小一点，这里取：Lp=2mH。5 确定初级线圈匝数 Np计算初级匝数NpLP % U = 2 x 0.24-9)Ae x Bm 12.1x 0.25取 Np=132Ts6 计算次级和辅助线圈匝数 Ns 和 Naux 次级线圈匝数为：ps1326-4-10)7 选取整流二极管 D7in_max -|- ( V + V )Nof,、BV= ps= (4-13)选耐压 302V 的 SF26，Vrrm=400V，IF(AV)=2.0A9 变压器设计1. EE10变压器绕制工艺设计与验证Kj =4 A/mm2AWp =Po耳 x Vindc minx kj4-14)N1 初级绕组：dp

37、=(4-15)查表，取漆包线标称线径0.12mm,最大外径为mm。N3 次级绕组：AWs = J4-16)ds= (4-17)=mm2查表，取漆包线标称线径0.315mm,最大外径为0.417mm。最大外径为0.384mm。N2 辅助绕组：0.1Awa= J (4-18)=mm2da= (4-19)查表，取漆包线标称线径0.18mm,最大外径为0. 229mm。(2) 变压器规格表 4-2 变压器规格骨架类型PIN数目脚距排距备注EE10 立式 PC404+42.54mm7.75mmAe=12.1mm2图 4-2 线圈骨架结构图 表 4-3 绕制要求绕组绕制要求匝数直径*根数N1初级Pn3起，

38、Pin4收。密绕173Ts0O.1O*1PN2反馈PPPin2起，Pin1收。居中均匀绕33Ts0O.1O*1PP 备注：1、 in 6 和 7 输出；电气要求1、电感量:Lp （N1）=2、漏感量： LS（N1）600uH；3、 耐压:PRI （初级 N1） -SEC （次级 N3） 2500 VAC/5 ma/60 sPRI （初级 N1） /SEC（次级 N3）-core 磁芯 1500VAC/5ma/60So（1）确定初级绕组在骨架上绕的层数: 可得初级层数:(173 x 0.147mm )6.9mm=层。取4层，每层分配173/4=43.25圈。(2)初级绕组所占厚度：4x0.147

39、=0.588mm(3) 确定次级在骨架上绕的层数：(35 x 0.384mm )6.9mm=层。取2层，每层分配35/2=17.5圈。(4) 次级绕组所占厚度：2x 0.384=0.768mm(5) 确定辅助绕组在骨架上绕的层数：(33 x 0.229mm)6.9mm=层。取2层，每层分配33/2=16.5圈。(6) 次级线圈所占厚度：= mm(7) 线包单边厚度为：N + TAPE + N + TAPE + N + 2 x TAPE =psamm ( 4-20)图4-4 EE10磁芯规格图 4-5 磁芯尺寸规格可见单边槽的厚度为：= mm骨架壁厚为：= mm容纳绕组的厚度为：=mm可见 . ，合格。