汽车HID电子镇流器中逆变电路设计与分析

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1、2022年-2023年建筑工程管理行业文档 齐鲁斌创作汽车HID电子镇流器中逆变电路设计与分析1 引 言目前，HID汽车前照灯以其光效高，显色性好，寿命长等优点得到了广泛关注。与之配套的电子镇流器也成为当前电源研究中的一个热点。由于大部分汽车HID灯是交流灯，因此电子镇流器必须提供交流电流和交流电压。大多数两级式的电子镇流器均采用逆变电路作为输出级。 为了抑制HID灯，特别是短弧金属卤化物灯的声共振问题，经常采用低频交流方波供电1-3的策略，但为了快速点灯以及维弧，在点灯的开始阶段，逆变电路的工作模式与过渡和稳定阶段的工作模式都还存在着很大的不同。总结如下：在启动阶段，选择某一对角开关开通，以

2、保证可靠启动。在预热和维弧阶段，通常只需一个周期，即可保证辉光向弧光的稳定过渡。一个周期的长度与灯启动时刻的状态，即冷灯启动。还是热灯启动有关，也与灯的老化程度有关。一般来说，冷灯启动时，预热的周期短，而灯熄灭后，短时等待再启动情况下的周期长；老化严重的灯预热周期长。为了避免电极的不对称烧损。控制程序必须保证每个半波中的电流即时间积分相等。在过渡期间和稳态期间，逆变频率约为400Hz，占空比为50。 为产生较好的方波电流以及兼容预热期间的长周期，通常采用的是全桥逆变电路拓扑。在全桥电路中，必须仔细考虑两个上部开关管的驱动方案。对此，从成本和体积角度来考虑，如果采用3个独立的电源来作控制电源方案

3、。显然不合理。如果采用集成自举芯片，如：IR2110或BA2030等，则因自举电容需要预充电。其电容量不能太小，还需要兼顾多个频率段的要求，会增加系统体积；此外，工作前，还要先为自举电容充电，以满足启动时长期单臂工作的需要。而且电容量的大小要按最低的切换频率设计1，2，因而电容体积也不可能过小。过低的频率一般都不适合采用脉冲变压器，因而可能会增加体积。鉴于这些问题这里采用分立元件构建自举驱动电路的方案，该方案虽会增加元件数量，但不会增加太多的电路面积，而且还可增加设计的自由度。采用提出的自举驱动电路其驱动灵活非常适合低频逆变器的应用。2 交流方波逆变电路分析全桥逆变电路的负载由电感和电阻串联而

4、成。电感不仅是高压发生器中高压变压器的次级同时也是镇流电感。逆变桥相当于加在负载两端的交流矩形波电压us=ubus。在任一时刻，交流矩形波电压均满足：说明在t(0+)时刻，电流变化率，即由负变正的上升率最大，uL也最大，随着负向电流的逐渐减小，电阻两端的负电压降绝对值逐渐降低，由式(8)可知，uL也逐渐减小，从而按式(6)，电流的变化率降低，并且在uL=ubus电阻电压降为零时刻时，iL上升为零，而后电流变为正，此后电阻两端的电压uR反向变为正电压，uL继续降低，iL的上升率也继续降低。直到uR=ubus时刻，uL=0，iL才不再变化，从而达到正向稳态，稳态电流可表示为：要保证得到方波电流和电

5、压必须使过渡时间与稳态时间相比可以忽略。对此应综合考虑下述两个因素。与灯的等效阻抗匹配的电感值不能过大而灯的等效阻抗在过渡阶段主要是增高变化的。在稳态时等效阻抗最大，所以只要按照最小等效阻抗选取电感值，就能兼容过渡和稳态两种情况。电感值的选择应考虑周期和频率的选取。在灯的运行过程中，400Hz约是最高频率，因此只要按照400Hz设计电感值，就能满足整个运行过程。图1a示出仿真电路，为了更好地说明分析结果，电感值有意设定得比较大。图1b示出电感端电压uL和电阻端电压uR的仿真波形。由图1b可见，在过渡阶段，iL的过渡过程与分析结果基本一致。若减小电感值，则可缩短过渡过程。实际采用的电感值约为69

6、0H。3 分立元件自举逆变电路设计图2示出采用分立电阻的自举驱动逆变电路拓扑。它由分立元件组成，其特点是：驱动电路的电源地与逆变全桥的母线电源正接在一起使得控制电源悬浮在母线电源之上；主晶体管VQ1工作在截止和放大状态，而非完全的开关状态。在对桥臂开关施加开通信号期间，工作在恒流状态下：施加关断信号期间，工作在截止状态下。图3示出无稳压管的自举驱动电路。当驱动控制信号为高电压，即等于控制电源电压UCC时，VQ1的基极电压ubVQ1=13V，VQ1截止，R7中没有电流流过桥臂开关管VT1的栅源驱动电压ugsVT1=0，VT1不导通。这时，无论VT1是上部开关管，还是下部开关管，VQ1的端电压ue

7、bVQ1也都等于Ucc+Ubus。 当驱动控制信号为低电压即等于控制电源地的电位时，VQ1的基极电压由R1，R2，R3决定，即： 这一恒定电流IR1也要流经R7，所以R7的端电压即为ugsVT1。各电阻值的设定一定要使R7的端电压和栅源极电压满足驱动的要求。这样，R1的端电压和电流都是恒定的。即：另外需注意的是，桥臂上下两个开关管的驱动电路中主晶体管的端电压uebVQx的波形差别非常大这是因为自举驱动电路的控制电源与全桥母线电源是串联的。对于上部开关管而言，当产生开通驱动信号时，控制电源与桥臂中点之间的电压为Ucc，此时主晶体管两端的压降可表示为： 这是一个较低的电压。在VT1关断期间，由于V

8、T1的源极也即桥臂中点的电位等于全桥母线电源地则此时VQ1两端的电压降为：对于下部开关管而言，产生关断驱动信号期间，端电压也满足式(13)，但在产生开通驱动信号期间，由于下管的源极始终是母线电源地，所以此时VQ1的端电压可表示为：由此可见，相对于式(13)来说，式(14)和式(15)所代表的电压均为较高电压。由此可知，下管驱动电路中主晶体管的工作条件较为恶劣，所以必须限制流过的电流并降低功耗，同时选择额定功率较大的晶体管。图4示出根据图3电路，采用Spice4软件仿真得到的母线电压为单相全波整流滤波电压时上、下部驱动电路中主晶体管VQ1的端电压uceVQ1和上、下部VT1的栅源极驱动电压uge

9、VT1波形。可见，母线电压波形主要降落在主晶体管上。在驱动波形上体现不出来。仿真结果与分析结果完全吻合。 综上所述，该电路中的电阻值需仔细设计。设计原则是：在开通驱动期间流过栅源之间的电阻R1和主晶体管的电流要满足电流与R1的乘积，并符合驱动要求，而且应尽量小，以降低晶体管的功耗：驱动电流要合适。4 试验验证图5a示出设计的电子镇流器在稳定工作期间，逆变电路的灯电压ulamp和灯电流ilamp实测波形。由图可见，设计的自举驱动电路完全能满足全桥驱动的需要。图5b示出电子镇流器在启动和预热期伺逆变电路的ulamp实测波形。由图可见，自举驱动电路不仅能满足在启动期间使某一对角主开关管始终导通另一对

10、角主开关管始终关断的控制要求，而且在预热维弧阶段，还能满足自适应相对更加低频的要求。5 结 论 对HID前照灯电子镇流器采用后级逆变电路的自举驱动电路进行了定量分析：提出了电路设计和元器件选取原则；给出了仿真结果和实验波形。实验证明所采用的自举驱动电路能够很好地完成电子镇流器的工作要求。设计的逆变电路用自举驱动电路可以满足启动阶段频率的灵活调节。二极管关断时存在一个反向恢复问题，这会大大增加器件的开关损耗。为了避免这种情况的发生，我们让电路工作在电流断续状态下。图3是逆变级Buck电感电流的状态示意图。当S1工作于高频状态而S2断开时，电路工作于3种工作模式。1.l.l 模式1S1开通，电流流

11、过C1、S1、Rs、灯、点火电感和Lc图4是这种模式的等效电路图。其中点火电感的电感量远远小于电感L的电感量，假设电容C上的电压在每个开关周期中保持不变，电感L上的电压VL为l.1.2 模式2S1断开，由于电感电流不能突变，电流流过Rs、灯、点火电感、L、C2和D2o。图5是此种模式的等效电路图。电感L的电压为 1.1.3 模式3S1仍然处于断开状态。但是电感的电流降为零。此时，电容C给灯提供能量，电流流过C、Rs、灯和点火电感。图6是此种工作模式的等效电路图。假设电容足够大，电容上的电压保持不变，我们能够从式(1)、式(2)中得到输出的灯电压为 式中：系数k1与电感电流下降时间有关，在图3中

12、有着明确的表示。当S1断开，S2工作于高频开关状态时，电路的工作过程基本上和上面的分析一致。根据上面的分析，在每半个低频周期内半桥逆变电路可以等效为一个Buck降压电路。从而一个半桥逆变电路既可以提供给灯一个合适的T作电压又能使灯工作于低频方波状态。1.2 闭环控制因为金卤灯的负阻特性，为此我们控制镇流器的输出呈现为电流源的特性，以保证灯的稳定工作。图7是半桥电路的控制方法框图。通过Rs采样灯电流。采样电阻Rs上的电压是一个低频的方波信号。首先通过运放l把这个信号放大，然后经过一个整流电路把这个交流的方波信号整流成直流，再经过RC滤波后进行PI调节，调节输出为一个恒流源。可见这种控制方法等效于

13、DCDC的控制方法，简单且有效。1.3 电流过冲 但是，这个电路存在一个严重问题就是在每个输出电流换向的瞬间会有很大的电流过冲。这样的尖峰电流会大大降低灯的使用寿命。本文提出了一种简单有效的方法克服这个问题。图8是半桥驱动门极信号的产生电路，其中的D触发器、两个与门和两个或非门组合在一起用来减小驱动信号的占空比。而这个功能由控制脚(CP)来控制，当CP为高时，驱动的占空比就可以减小为大约原来的一半。这样我们就可以在每个输出电流换向的瞬间给CP一个高电平，减小驱动的占空比，以大大减小甚至消除过冲电流。图9为一个简单CP控制信号的产牛电路。图10为脚CP信号与低频逆变信号的时序图。 2 实验结果

14、采用上述控制方法的一个70W金卤灯电子镇流器样机已经完成。电路主要参数如下。 L=380 H；C=1F； Vo=200V； fh=100 kHz； f1=400Hz。其中：fh为半桥电路驱动的高频和低频频率；f1为半桥电路驱动的低频频率。图11显示了输出电流换向时驱动信号的变化。图12为输出电流换向时电感电流的变化，可以看到电流的过冲相当小。图13为点火脉冲，由于点火是在低频情况下进行，所以点火成功率很高。图14为灯正常工作时的电流和电压波形，可以看出灯电流基本没有电流过冲的情况发生。整机效率约为90，波峰系数为1.1。3 结语 本文提出了一种用于两级低频方波金卤灯电子镇流器的新型控制方法。它调节输出为恒流源，保证了灯的稳定运行。同时克服了电路存在的电流过冲问题。相比与传统的3级低频方波电子镇流器，这种电路和控制方法简单而有效。