西电微波电子线路作业

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1、微波电子线路作业 班级：020911姓名：张盎农 学号：02091086一ADS混频器设计耦合器设计仿真结果低通滤波器设计仿真结果输出频谱仿真1按照文档所连错误提示2直接代入数值修改后端口1：P=dbmtow（-20），功率源输出信号功率为-20dBmFreq=3.6GHz,射频输入频率端口2：P=dbmtow（10），功率源输出信号功率为10dBmFreq=3.8GHz,本振输入频率谐波平衡仿真控制器设置如图所示本振与输出修改端口2重新设置：P=dbmtow（LO_pwr），即设置变量LO_pwr增加变量设置VAR，设置如图所示仿真结果从图像结果可看出Vout输出与本振功率有关三阶交调分析将

2、的端口1的单品功率源更换为多频功率源P_nTone，对其设置如图所示修改端口2 和VAR的设置，如图所示修改谐波平衡仿真控制器，设置如图所示插入测量方程控件Meas Eqn，并对其参数如图设置仿真结果二,理论分析微波混频器1、微波混频器的作用与用途微波混频器是通信、雷达、电子对抗等系统的微波接收机以及很多微波测量设备所不可缺少的组成部分。它将微弱的微波信号和本地振荡信号同时加到非线性元件上，变换为频率较低的中频信号，进一步进行放大、解调和信号处理。2，混频原理下图是微波混频器的原理图，对它的基本要求是小变频损耗和低噪声系数。通常，微波混频器是一种非线性电阻频率变换电路。 微波混频器的核心元件是

3、肖特基势垒二极管。常见的微波混频器基本电路有三种类型：单端混频器使用一个混频二极管，是最简单的微波混频器；单平衡混频器使用两个混频二极管；双平衡混频器采用四个混频二极管。本节以元件的特性为基础，分析非线性电阻微波混频器的工作原理及性能指标，包括电路时-频域关系、功率关系、变频损耗、噪声特性，并给出各种微波混频器的电路实现等。 本振激励特性混频器的大信号参量如下图所示，在混频二极管上加大信号本振功率和直流偏置(或零偏压)时，流过混频二极管的电流由二极管的伏安特性来决定。加在二极管上的电压是直流偏置与本振信号之和，二极管的伏安特性近似为指数函数，即则流过二极管的大信号电流为 混频二极管加直流偏压和

4、本振功率时的原理图显然，流过二极管的大信号电流是本振功率L的周期性函数，可用傅里叶级数表示为式中：直流分量n次谐波电流幅值本振基波电流幅值 当UL足够大时， 有故直流分量和本振基波电流幅值为 即IL12I0 (3-4) 则所需的本振激励功率为混频器对本振呈现的电导为 可见，当UL一定时，GL值随直流电流的增大而增大，因而可以借助于调整E0来调节I0，从而改变GL使本振口达到匹配。在实际工作中，因为微波波段很难测量UL，所以通常由测量PL和I0来测定UL和GL。 当混频二极管上只加直流偏压E0和本振功率时，混频二极管呈现的电导为式(3-7)说明当本振电压随时间作周期性变化时，瞬时电导g(t)也随

5、时间作周期性变化，故称为时变电导；同样g(t)也可以展成傅里叶级数： 式中：g0称为二极管的平均混频电导，gn是对应本振n次谐波的混频电导。非线性电阻的混频原理二极管混频器的原理等效电路如图3-3所示，在肖特基势垒二极管上加有较小的直流偏压(或零偏压)、大信号本振功率(1 mW以上)及接收到的微弱信号(微瓦(W)量级以下)。假设本振与信号分别表示为uL(t)=UL cosLtuS(t)=US cosSt 图 3-3二极管混频器原理图由于ULUS，可以认为二极管的工作点随本振电压变化，认为接收到的信号是一个微小电压增量，因此将回路电流在各个工作点展开为泰勒级数。为了讨论方便，将ZL、ZL0、ZS

6、短路，这时流过二极管的瞬时电流值为 展开式中的第一项为本振激励下的流过二极管的大信号电流，它包含直流和本振基波其谐波项。展开式中的其他各项为二极管中的小信号成分，当uS很小时，可仅取第二项。由式(3-9)可知，f(E0+UL cosLt)是在本振激励下二极管所呈现的时变电导g(t)。由式(3-7)式(3-9)可知，二极管中的小信号成分近似为 混频器电流的主要频谱如图3-4所示，并用虚线画出了混频电流中的大信号成分，即直流、本振基波及本振各次谐波。 图 3-4混频器电流的主要频谱(设0=SL)从上分析可见：(1) 在混频器中产生了无数的组合频率分量，若负载ZL采用中频带通滤波器，就可以取出所需的

7、中频分量而将其他组合频率滤掉。(2) 从式(3-10)可得中频分量振幅为I0=g1US中频电流振幅与输入信号振幅US成比例，即在小信号时，混频输入端与输出端的分量振幅之间具有线性关系。(3) 混频过程中，本振是强信号，它产生了无数的谐波，但其谐波功率大约随1/n2变化(n为谐波次数)，因此混频电流的组合分量强度随n的增加而很快地减少。 通常只有当本振基波L和2次谐波2L分量足够大时，才会对变频效率的影响较大。因此，我们只讨论几个特殊的频率分量：信号频率与本振频率产生的和频+=L+S、差频0=SL(当SL时)或0=LS(当LS时)，S与2L产生的镜像频率i=2LS=L0分量。由图3-4可以看出，

8、i是信号相对于本振基频L的“镜像”，故称之为镜频，其幅度由g2US决定。i中包含部分有用信号功率，如果在输入电路中将其反射回二极管并重新与本振混频，即可再次产生中频Li=0。 当相位选择合适时，就能“回收”信号能量，以减小变频损耗。这是后面要讨论的“镜频回收问题”。 以上是假设接收信号较弱情况下的小信号分析，并设本振与信号初相位均为零。实际中二者之间有相位差，而且信号可能较强，如雷达近距离目标的反射信号、附近电台的干扰信号等，在这种情况下，就不能将U2S以上的高次项忽略了。此时混频电流的频谱分量大为增加。下面定性分析信号较强情况下的电流频谱。为了简便起见，用指数形式表达g(t)函数。 根据式(

9、3-8)，考虑初相位L和S，则有 用指数形式可表示为式中： 。如果定义gngn，则 ，并且y0g0。同样，信号电压可以表示为 当US较大，不能忽略U2S以上各项时，则式(3-9)最终可写为 式中：是每个nL+mS频率分量的复振幅。因为i(t)是时间的实函数，所以有 从式(3-14)中可得到实数中频电流为。可见，当信号较强时，混频电流i(t)中包括信号(S)和本振(L)所有可能的各次谐波组合，它比小信号时的组合分量丰富得多，从而消耗更多的信号功率，使变频损耗增加，并产生各种变频干扰和失真。因此，在设计混频电路时，应考虑如何抑制部分组合频率成分，以改善混频器的性能。 混频器等效网络上面求混频产生的

10、小信号电流i(t)时，仅计算了接收信号vS(t)和本振的所谓“一次混频”， 而未考虑混频产物的反作用。在实际工作中，至少要考虑中频0和镜频i的反作用，实际的混频器电路可以等效为图3-5所示的简化电路。加在二极管上的电压为本振电压：uL(t)=UL cosLt信号电压：uS(t)=US sinSt中频电压：u0(t)=U0 sin0t镜频电压：ui(t)=Ui sinit 图 3-5加在混频二极管上的电压其中：u0(t)和ui(t)取负号是因为混频电流i在中频电阻R0和镜频电阻Ri上产生的电压降反向加到二极管上。在这些电压中，本振是大信号，其余幅值都很小，本振和直流偏压决定二极管的工作点，混频器

11、的工作状态可看成是大信号uL上叠加了小信号uS、u0和ui。这时流过二极管的电流为i=f (E0+uL+uS+u0+ui) =f (E0+uL+u)式中：u=uS+u0+ui，利用前面的分析方法，得到小信号电流为iD小= f(E0+uL)u=g(t)u = (g0+2g1 cosLt+2g2 cos2Lt+)(US sinStU0 sin0tUi sinit) =g0US sinStg0U0 sin0tg0Ui sinit +g1US sin(L+S)t+g1US sin(SL)t g1U0 sin(L+0)t+g1U0 sin(L0)t +g1Ui sin(Li)tg1Ui sin(L+i)

12、t +g2US sin(2L+S)tg2US sin(2LS)t g2U0 sin(2L+0)t+g2U0 sin(2L0)t g2Ui sin(2L+i)t+g2Ui sin(2Li)t (3-15) 从式(3-15)中取出信频、中频和镜频电流，它们的幅值分别为 IS=g0USg1U0+g2Ui I0=g1USg0U0+g1Ui Ii=g2US+g1U0g0Ui式(3-16)是一个三端口网络的线性方程组。三个端口分别为信号端、中频端和镜频端。由此画出的混频器的等效电路如图3-6(a)所示。 图 3-6混频器的等效电路(a) 等效电路；(b) 三端口网络如果将电导数值用网络g表示，则图3-6(

13、a)可画成图3-6(b)所示的三端口网络形式，同时还可将式(3-16)写成矩阵形式: 或写为I=gU (3-18) 式中：g称为混频器的导纳矩阵，它是研究混频器电路的重要参数。以上过程将含有非线性元件(混频二极管)的单端口网络表示为一个三端口的线性网络。该网络既反映了混频器的非线性频率变换作用，又给出了频率变换后各小信号成分的幅度之间的线性关系。网络的导纳矩阵g仅由二极管的特性和二极管的大信号激励条件所决定，而与小信号成分的幅度大小无关。 最后必须指出，以上仅是由混频器核心部分g(t)所建立的小信号网络方程，忽略了非线性电容Cj(t)的变频效应，所以不够完善，但它不影响对混频器的基本分析，严格

14、的理论分析这里不再讨论。 3、微波混频器典型电路微波混频器的基本电路包括单端混频器、平衡混频器和双平衡混频器，在这些基本混频器电路的基础上增加镜像信号处理技术就可构成镜像回收混频器，包括滤波器式镜像回收混频器和平衡式镜像回收混频器。为了保证有效地进行混频，微波混频器的基本电路都应满足以下几项主要原则： 信号功率和本振功率应能同时加到二极管上，二极管要有直流通路和中频输出回路； 二极管和信号回路应尽可能做到匹配，以便获得较大的信号功率； 本机振荡器与混频器之间的耦合应能调节，以便选择合适的工作状态； 中频输出端应能滤掉高频信号，以防止渗入中频放大器。 单混频基本电路：1定向耦合器；2阻抗变换器；

15、3相移线段；4阻性混频二极管;5高频旁路；6半环电感及缝隙电容；7中频和直流通路；8匹配负载微带环形桥平衡混频器反相型微带平衡混频器(a) 采用3 dB环形桥；(b) 采用1/4波长延长臂的分支线定向耦合器微波双平衡混频器双平衡混频器电路(a) 低频电路；(b) 等效电路二、微波晶体管放大器设计设计微波放大器的过程就是根据应用条件、技术指标要求完成以下步骤：首先选择合适的晶体管，然后确定S和L，再设计能够给出S和L的输入、输出匹配网络，最后用合适的微波结构实现，目前主要是采用微带电路。对于小信号微波放大器的设计，主要有低噪声设计、单向化设计、双共轭匹配设计、等增益设计、宽频带设计等方法。 微波

16、晶体管放大器性能的好坏，首先取决于晶体管本身的性能，第二取决于晶体管S参数测量的精度，第三取决于设计方法的优劣。所以设计微波晶体管放大器的任务是要在给定的工作频带内设计输入、输出匹配网络，除满足一定的增益、噪声系数要求外，还需满足输入、输出驻波比的要求。设计指标 频率范围。增益。噪声。其他：动态范围、功率、电源、接口条件、体积、重量、温度范围、振动、冲击、盐雾、循环湿热等。设计步骤 (1) 选晶体管。一般要求晶体管的特征频率fT不低于35倍的工作频率。 (2) 确定电路形式及工作状态。一般选用共射(共源)组态，根据噪声系数、增益和动态范围来确定偏压和电流大小。(3) 判断稳定性。测量晶体管的S

17、、Fmin、op(或由厂商给出)，判断其稳定性。(4) 设计输入和输出匹配电路。根据需要设计出LNA或高增益的匹配网络。 放大器设计过程可以总结为下图所示的流程图。 微波晶体管的S参数工作在微波波段的晶体管，其内部参数是一种分布参数，对于某特定频率可以用集总参量来等效，但是用这种等效电路进行分析很难得到一个明确的结论，且计算繁琐，也很难测得等效电路各参数值。因此这种等效电路可以用来说明微波晶体管工作的物理过程，但不便用来计算。为便于工程应用，常把在小信号工作状态下的微波晶体管看成是一个线性有源二端口网络，并采用S参数来表征微波晶体管的外部特性。 用S参数表示微波晶体管特性设输入端和输出端所接传

18、输线的特性阻抗均为50 ，ZL为终端负载阻抗，ZS为信号源阻抗，Ui1、Ur1和Ui2、Ur2分别表示输入端口和输出端口的入射波、反射波，a1、a2为归一化入射波，b1、b2为归一化反射波，即 可写出线性网络方程为 b1=S11a1+S12a2 b2=S21a1+S22a2 根据S参数定义得到 可以按定义测量晶体管的S参数，式中S11是晶体管输出端接匹配负载时的输入端电压反射系数；S22是晶体管输入端接匹配负载时的输出端电压反射系数；S21是晶体管输出端接匹配负载时的正向传输系数；S12是晶体管输入端接匹配负载时的反向传输系数。 因S21S12，故有源器件二端口网络是非互易网络。一般可用微波网

19、络分析仪测量管芯或封装后的器件S参数。从实测数据中可知，S参数随频率而变化，因此，必须在使用频率和具体电压、电流工作点情况下，测量器件的S参数，作为设计放大器的依据。 微波晶体管放大器的噪声系数噪声系数是小信号微波放大器的另一重要性能指标，前面分析器件的噪声特性时，仅从本征晶体管的等效电路出发，没有考虑寄生参量的影响。但考虑寄生参量后，再用等效电路来计算实际放大器的噪声系数就变得很复杂。因此仍用等效两端口网络来研究放大器的噪声系数，以及噪声系数和源阻抗的关系。微波晶体管放大器的功率增益功率增益是微波晶体管放大器的重要指标之一，它与晶体管输入、输出端所接负载有关，研究它的目的在于选择合适的输入信

20、号源阻抗ZS和负载阻抗ZL的数值，以得到所需的功率增益。常用的微波晶体管放大器的功率增益表示方法有三种：实际功率增益、资用功率增益、转换功率增益。不管是哪种增益，都表示放大器功率放大的能力，只是表示的方法和代表的意义不同而已。微波晶体管放大器的稳定性保证放大器稳定工作是设计微波放大器最根本的原则。由于微波晶体管S12的作用会产生内部反馈，可能使放大器工作不稳定而导致自激，为此必须研究在什么条件下放大器才能稳定地工作，通常根据稳定性程度的不同可分为两类：(1) 绝对稳定或称无条件稳定：在这种情况下，负载阻抗和源阻抗可以任意选择，放大器均能稳定地工作。(2) 潜在不稳定或称有条件稳定：在这种情况下，负载阻抗和源阻抗只有在特定的范围内选择，放大器才不致产生自激。 理论上分析放大器能否产生自激可从放大器的输入端或输出端是否等效为负阻来进行判断。根据放大器输入阻抗与反射系数的模值关系，得到 式中：Zin=Rin+jXin。当Rin1，放大器产生自激；当Rin0时，|in|1时，放大器工作不稳定；当|out|1时, 放大器工作稳定。因此，|in|和|out|与1的大小关系为放大器工作是否稳定的判据。