反激式开关电源变压器设计原理

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1、反激式开关电源变压器设计原理(FlybackTransformerDesignTheory)第一节.概述.反激式转换器又称单端反激式或c转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在2间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于以下.2. 转换变

2、压器在电流连续模式下工作时有较大的直流分量易导致磁芯饱和所以必须在磁路中加入气隙从而造成变压器体积变大.变压器有直流电流成份且同时会工作于/两种模式故变压器在设计时较困难反复调整次数较顺向式多迭代过程较复杂.第二节.工作原理在图所示隔离反驰式转换器Teaecoe中e变压器T有隔离与扼流之双重作用因此T又称为Tame电路的工作.原理如下当开关晶体管T时变压器初级N有电流I并将能量储存于其中I/2).由于N与N极性相反此时二极管反向偏压而截止无能量传送到负载当开关T时由楞次定律eN0/T)可知变压器原边绕组将产生一反向电势此时二极管正向导通负载有电流I流通反激式转换器之稳态波形如图2.)由图可知导

3、通时间的大小将决定I、Vce的幅值VcemaxVIN/maxVIN:输入直流电压;Dmax:最大工作周期Dmax=ton/T由此可知想要得到低的集电极电压必须保持低的max也就是ma丈.在实际应用中通常取max.以限制Vcemax=2.2VIN.开关管T时的集电极工作电流Ie也就是原边峰值电流I为IcII/因.II故当I一定时匝比的大小即决定了Ic的大小上式是按功率守恒原则原副边安匝数相等NIN而导出.I亦可用下列方法表示:IcI2n/VINman)转换器的效率公式导出如下:输出功率:Po=LnI、/2T输入电压VIN/设I且/m则则又可表示为nnn上列公式中:VIN最:小直流输入电压最大导通

4、占空比Lp变:压器初级电感(mIp变:压器原边峰值电流f:转换频率(KHZ)anonIPV1NcrIVH图2反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式:电感电流不连续模式或称完全能量转换时储存在变压器中的所有能量在反激周期中都转移到输出端电感电流连续模式或称不完全能量转换储存在变压器中的一部分能量在末保留到下一个周期的开始和在小信号传递函数方面是极不相同的其波形如图实际上当变换器输入电压在一个较大范围内发生变化或是负载电流在较大范围

5、内变化时必然跨越着两种工作方式因此反激式转换器要求在都能稳定工作但在设计上是比较困难的通常我们可以以临界状态作设计基准并配以电流模式控制此法可有效解决时之各种问题但在时无消除电路固有的不稳定问题可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决时因传递函数右半平面零点引起的不稳定和在小信号传递函数方面是极不相同的其波形如图7a(I)DCMWaveforms(II)CCMWavefarmsModeBoundaryLowtorij4FullaghVH4satorr1off*T七图原副边电流波形图实际上当变换器输入电压在一个较大范围内发生变化或是负载电流在较大范围内变化时必然跨越着两种工作方式因此

6、反激式转换器要求在都能稳定工作但在设计上是比较困难的通常我们可以以临界状态作设计基准并配以电流模式控制此法可有效解决时之各种问题但在时无消除电路固有的不稳定问题可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决时因传递函数右半平面零点引起的不稳定在稳定状态下磁通增量厶在时的变化必须等于在时的变化否则会造成磁芯饱和因此A0即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值法比较图中与之电流波形可以知道状态下在期间整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流这是因为初级电感值相对较低之故使急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流

7、承载能力,方能安全工作在状态中原边峰值电流较低但开关晶体在状态时有较高的集电极电流值因此导致开关晶体高功率的消耗同时为达成就需要有较高的变压器原边电感值在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较时要大而其它系数是相等的综上所述与的变压器在设计时是基本相同的只是在原边峰值电流的定义有些区别时第三节FLYBACKTANSFORMERDESIGN一、变压器设计之考量因素储能能力当变压器工作于方式时由于出现了直流分量需加使磁化曲线向轴倾斜从而使变压器能承受较大的电流传递更多的能量磁芯和气隙的有效体积式中一一为导通周期末始端相应的电流值由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线磁芯在交、直流作

8、用下的效果与大小有密切关联如图在交流电流下气隙对无改变效果但对将大大增加这是有利的一面可有效地减小的有效磁导率和减少原边绕组的电感在直流电流下气隙的加入可使承受更加大的直流电流去产生而却维持不变因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和这对能量的储存与传递都是有利的当反激变压器工作于时有相当大的直流成份这时就必须有气隙外加的伏秒值匝数和磁芯面积决定了轴上值直流的平均电流值匝数和磁路长度决定了轴上值的位置对应了值的范围可以看出气隙大就大如此就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分H與氣隙在時燕貳嗤Core已飽和有氟隙磁滞回垢HdCjIAh&cIHtcf也間uFBacITSdc-图4有无气

9、隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路传输功率由于材料特性变压器形状表面积对体积的比率表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系应视特定要求作决策因此用面积乘积法求得之值通常只作一种参考有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定之材质形状规格原副边绕组每匝伏数应保持相同设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整表而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数.如此引起副边的每匝伏秒值小于原边为使其达到平衡就必须减小时间用较长的时间来传输电能到输出端即要求导通占空比小于使电路工作于模式但在此需注意若太大电流上升斜率小时间又短V很可能在导通结束时电流上升值不大表出

10、现电路没有能力去传递所需功率的现象.这一现象是因系统自我功率限制之故可通过增加和减小电感使自我限制作用不会产生来解决此问题电感值电感在变压器设计初期不作重点考量因为只影响开关电源的工作方式故此一参数由电路工作方式要求作调整的最大值与变压器损耗最小值是一致的如果设计所得大又要求以方式工作则刚巧合适而若需以方式工作时则只能用增大降低来达到要求这样一切均不会使变压器偏离设计在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式若工作于方式传递同样的能量峰值电流是很高的工作中开关输出二极体以及电容产生最大的损耗变压器自身产生最大的铜损若工作于方式电感较大时表电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小表但这大的磁化

11、直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和.所以设计时应使用一个折衷的方法表使峰值电流大小适中表峰值与直流有效值的比值比较适中.只要调整一个合适的气隙表就可得到这一传递方式表实现噪音小表效率合理之佳况.磁饱和瞬时效应在瞬变负载状况下即当输入电压为而负载电流为时若突然增加则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率此时会出现和并存即使只是一个非常短的时间变压器也会出现饱和引起电路失控为克服此一瞬态不良效应可应用下述方法变压器按高输入电压宽脉冲进行设计即设定低的工作模式高的原边绕组匝数但此方法之缺点是使变压器的效率降低二、变压器设计流程(TransformerDesignProcedure)高珀、低

12、损耗、低成本Ap二AjvAc二/2踽f*J*KuCCS/DCn=VriT(mil0/(Wf)=AlgE+AlsLr二n2Ls;Ls=(Vo+Vf)*(l-Dmas)TE/如1証=210E/(1-Dmai)Np二Lp*AlpP/(AB+Ae);Ns=：Np/n1E=0.4TT*Lp*Ipp/(AB*Ae)=NpE*Lo*Ae/Lp加=/昭/兀)综合考量安规、成本、易制性、电气性能、机械強度等，第四节FlybackTransformerDesignExample设计損骤;stepOSPEC：VIff,Fvnstepi选择GRE材睡，确定氐step2碉定CORE引视和TYPE,step3碉定临畀电疲

13、I0B.设定匝数比nTCHECKDinax.stepSDCM/CCM临界时二次侧峰俑电iAlSB计算.stepft计算原、副边电感（LpftLQ.step?求C即时副边蹩值电硫【曲.steps求CCH时原边峰值电济gI.steo9确定耶，Ns.stepll计算线径.估算铜窗占用率，stepl2估算损耗及淤卄，step選结苹设计.tepidSAHFLE：制作，结构确认”ettplS闪及设计优it例:60wattsADAPTERPOWERMAINXFMRPUT:90264Vac4763HZ;TPUTCl9V03.l6A;Vcc=l2VDC0.1An=0.837fs=70KHZ;Dutycylceo

14、ver50%At=40o（表面）60W;限高21mm.CASESurfaceTemperature=78C.Note:ConstantVoltage&CurrentDesign(CR6848,CR6850)Stepl.选择C材质，确定AB本例为AATEES由于该类型机散热效果差,故选择C材质应考量高B低损耗及高卩i材质,结合成本考量，在此选用erriteCore,以TK之C40orC4为优选，对比TKATAB可知C44材质单位密度相关参数如下|Ji=2400土25%P300Km2100KHZ,100CBs=390mTBr=60mTl00CTc=2l5C为防止出现瞬态饱和效应，此例以低AB设计.

15、选AB=60%Bm,即AB=0.6*(39060)=198mT=0.2T确定1求和I以确定siW*Ae=(P*10A)(2s*u)60)*104nJ:电流密度A/2形状及规格确定.(60式中0.(2*0.2*70*103*400*0.2)=0.59cm4传递功率m2(300500)绕组系数0.20.5.形状由外部尺寸,可配合而决定,结合上述原则,查阅可满足上述要求,但LAA32IN要求等决定规格可参考A值及形状要求L3213均13在,此选用之AA可知可用绕线容积均小于L3010,321和013其参数如下70.3mm2A0.88cm4V估算临界电流Im0%*Io(mn/(Vo+125.3mm2A

16、L=4498mm3(DCM/C本例以IL达0%Im时为临界点设计变压器.即263025%164UN201075.5IOB=求匝数比VIN(min)=107V(190.6)=0.6*(19=6匝比nCHECDmax+0.6)求2IO可取5或KDmax=n(Vo=0.52临B/(1-(1*0.56,在此取*3.16=2.52(1=64.0mmVIN(min)=90*V2(1-0.5)6以降低铁损,但铜损将有所增加.VINminn(V=6*(190.6)107=2*2.528LpISB=(19(1-0.52)=10.533计算次级电感Ls及原边电感Ls=(Vo+Vf)(1-Dma*xT)s10=12

17、.76uHLp=n2Ls=62*12.76=459.4uH此电感值为临界电感,若需电路工作于则可适当调小此值.求IDma0.52)求时副边峰值电流isp(m)二A(2sI)*(1x)-IS(B/2)Isp=IIs=I(m)+10.533/2=11.85A时原边峰值电流Ipp确定Np、Ns1Np0.6)*(1-0.52)*(1/70000)460则可增大此值若需工作于max)/I2s(1mI)Ipp=Isp/n=11.=Io(m(2)=3.165/6=1.975(1Np=p*pp/A*A)=460*1.975/(0.2*70.3)=64.6因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压

18、器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整Np=60TsOR=N6p6T考量在设定匝数比时已有铜损增加为尽量平衡与在此先选Np=60Ts.2NsNs=Np/n=60/6=10Ts3Nvcc求每匝伏特数Va=(Vo+Vf)/Ns=(19+0.6)/101.96V/Nvc=c(Vc+c=(12+1)/1.96=6.6p计算AGAP=Npp*A/Lp=602*4*3.14*10-7*70.3/0.46=0.69mmp计算线径w1dwpAwp=Iprms/pr=P/oVI/N(min)=60/0.83/107=0.676AAwp=0.676/4取4A/2or/5Amm2=0.1(取00.35m*2)2dws

19、Aws=Io/J=3.16/041.(0mm)量可绕性及趋肤效应采用多线并绕单线不应大于00.400.4之Aw=0.1262則0.79(即N采用00.4*6)wvccAwv上述绕组线径均以4A/=Iv/J=0.1/4之2计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖可适当调整之取值.4估算铜窗占有率.0.4Aw=Np*rp*n(1/2wp)2+N*rn*1/2w)2+N*n(1/2w)20.4Aw60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2全11.54+7.54+0.178=19.260.4*125.3=50.1250.12p估算损耗、

20、温升19.261. 求出各绕组之线长.2. 求出各绕组之RDC和Rac100C3. 求各绕组之损耗功率4. 加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如Np=6032/13绕线平均匝长4.33则INP=60*4.33=259.8cmNs=10T则INS=10*4.33=43.3cmcc=7Ts則INvc=7*4.33=30.31cm查线阻表可知：00.35mmIRERDC=0.002068/cm100C00.40mmWIRERDC=0.002003/cm100C00.18mmWIRERDC=0.01006/cm100CR100C=1.4*R20C求副边各电流值.已知Io=3.16A.副边平均峰值

21、电流：Ispa=Io/(1-Dmax)=3.16/(1-0.52)=6.583A副边直流有效电流：Isrms=V(1-Dmax)*I2spa=V(1-0.52)*6.5832=4.56A副边交流有效电流：Isac=V(I2srms-Io2)=V(4.562-3.162)=3.29A求原边各电流值：Tp*Ip=s*Is原边平均峰值电流：Ippa=Ispa/n=6.58/6=1.097A原边直流有效电流：Iprms=Dmax*Ippa=1.097*0.52=0.57A原边交流有效电流：Ipac=VD*I2ppa=1.097*V0.52=0.79A求各绕组交、直流电阻.原边：RPDC=(lNp*0.

22、00268)/2=0.048Rpac=1.6RPDC=0.5507副边：RSDC=(lNS*0.00203)/6=00.0146Rsac=1.6RSDC=0.02043c（绕组：RDC=30.31*0.0106=0.3201计算各绕组交直流损耗：副边直流损：PSDC=Io2RSDC=3.162*0.0146=0.146W交流损：Psac=I2sac*Rsac=3.292*0.0234=0.253WTotal：Ps=0.146+0.253=0.399W原边直流损:PPDC=Irms2RPDC=0.572*0.348=0.113W交流損:Ppac=I2pac*Rpac=0.792*0.557=0.

23、348W忽略cc绕组损耗(因其电流甚小)TotaPp=0.461总的线圈损耗:Pcu=Pc+Pp=0.399+0.461=0.86W2计算铁损PFe查TDDATAB可知P44材之AB=0.2T时P=0.025/cm2P32/13之二4.498cm3PFe=Pv*Ve=0.025*4.498=0.112W1.Ptotal=Pcu+PFe=0.6+0.112=0.972W2.估算温升t依经验公式At二23.5P工/VAp=23.5*0.972/V0.88=24.3C估算之温升At小于P设计.Step13结构设计查P32/13BBB之绕线幅宽为21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小提高效率采用三明治结构其结构如下结构Np#13.2/3.22-A00.35*2301LSHI#23.2/3.2SHI-42mils*1213LNs#33.2/3.28.9-6.70.4*6103LSHI#43.2/3.2SHI-42mils*1211LNp#53.2/3.2A-100.35*2301LNvcc#63.2/3.23-400.1872L#7连结两A点2L