无线通信系统物理层的传输方案设计

《无线通信系统物理层的传输方案设计》由会员分享，可在线阅读，更多相关《无线通信系统物理层的传输方案设计（17页珍藏版）》请在装配图网上搜索。

1、现代数字通信大作业（无线局域网场景）一、PBL问题二：试设计一个完整的无线通信系统物理层的传输方案，要求满足以下指标:1. Data rate ：54Mbps, Pe=10-5 with Eb/N0 less than 25dB2. 20 MHz bandwidth at 5 GHz frequency band3. Channel model ：设系统工作在室内环境，有4条径，无多普勒频移，各径的相对时延为：0 2 4 6，单位为100ns ，多径系数服从瑞利衰落，其功率随时延变化呈指数衰减：0 -8 -16 -24。请给出以下结果：A. 收发机结构框图，主要参数设定B. 误比特率仿真曲线（

2、可假定理想同步与信道估计）二、系统选择及设计设计1、系统要求20MHz带宽实现5GHz频带上的无线通信系统；速率要求: R=54Mbps；误码率要求: Pe =10 (-5)。2、方案选取根据参数的要求，选择802.11a作为方案的基准，并在此基础上进行一些改进，使实际的系统达到设计要求。802.11a中对于数据速率、调制方式、编码码率及OFDM子载波数目的确定如表 1 所示。Data rate(Mbits/s)ModulationCoding rate(R)Code bits per subcarrier(NBPSC)Coded bits per OFDM symbolData bits p

3、er OFDM symbol(NDPSC)6BPSK1/2148249BPSK3/41483612QPSK1/22964818QPSK3/4296722416-QAM1/24192963616-QAM3/441921444864-QAM2/362881925464-QAM3/46288216表1 802.11a定义的数据速率、调制方式、编码码率及OFDM子载波数目的与时延扩展、保护间隔、循环前缀及OFDM符号的持续时间相关的参数如表 2 所示。ParameterValueNSD:Number of data subcarries48NSP:Number of pilot subcarries4

4、NST:Number of subcarries,total52(NSD+NSP)F:Subcarrier frenquency spacing0.3125MZ(=20MHz/64)TFFT:IFFT/FFT period3.2s(1/F)TPREAMBLE:PLCP preamble duration16s(TSHORT+TLONG)TSIGNAL:Duration of the SIGNAL BPSK-OFDM symbol4.0s(TG1+TFFT)TG1:G1 duration0.8s(TFFT/4)TG2:G2 duration1.6s(TFFT/2)TSYM:Symbol inte

5、rval4s(TG1+TFFT)TSHORT:Short training sequence duration8s(10*TFFT/4)TLONG:Long training sequence duration8s(TG2+2*TFFT)表2 1802.11a定义的与时延扩展、保护间隔、循环前缀及OFDM符号的持续时间相关的参数参考标准选择OFDM系统来实现，具体参数的选择如下述。3、OFDM简介OFDM的基本原理是将高速信息数据编码后分配到并行的N个相互正交的子载波上，每个载波上的调制速率很低(1/N)，调制符号的持续间隔远大于信道的时间扩散，从而能够在具有较大失真和突发性脉冲干扰环境下对传

6、输的数字信号提供有效的保护。OFDM系统对多径时延扩散不敏感，若信号占用带宽大于信道相干带宽，则产生频率选择性衰落。OFDM的频域编码和交织在分散并行的数据之间建立了联系，这样，由部分衰落或干扰而遭到破坏的数据，可以通过频率分量增强的部分的接收数据得以恢复，即实现频率分集。OFDM克服了FDMA和TDMA的大多数问题。OFDM把可用信道分成了许多个窄带信号。每个子信道的载波都保持正交，由于他们的频谱有1/2重叠，既不需要像FDMA那样多余的开销，也不存在TDMA 那样的多用户之间的切换开销。过去的多载波系统，整个带宽被分成N个子信道，子信道之间没有交叠，为了降低子信道之间的干扰，频带与频带之间

7、采用了保护间隔，因而使得频谱利用率降低，为了克服这种频带浪费，OFDM采用了N个交叠的子信道，每个子信道的波特率是1/T，子信道的间隔也是1/T，这时各个子载波之间是正交的，因而在收端无需将频谱分离即可接收。由于OFDM允许子载波频谱混叠，其频谱效率大大提高，因而是一种高效的调制方式。OFDM的频谱如图1所示。图1 OFDM信号的频谱示意图可以证明这种正交的子载波调制可以用IFFT来实现。需要指出的是OFDM既是一种调制技术，也是一种复用技术。图2给出了OFDM的系统框图，在系统中调制解调是使用FFT和IFFT来实现的。图2 OFDM系统框图3、参数确定在OFDM系统设计中，需要折中考虑各种系

8、统要求，这些需求常常是矛盾的。通常有3个主要的系统要求需要重点考虑：系统带宽W、业务数据速率R及多径时延扩展，包括时延扩展的均方根和最大值。按照这3个系统参数，设计步骤可分为3步。首先，确定保护时间。多径时延扩展直接决定了保护时间的大小。作为重要的设计准则,保护时间至少是多径时延扩展的均方根的2-4倍,即(2-4) 。保护时间的取值依赖于系统的信道编码与调制类型。高阶调制（如64QAM）比低阶调制（如QPSK）对于ICI和ISI的干扰更加敏感。，而编码的纠错能力过目越强，越能降低这种对干扰的敏感特性。一旦保护时间确定，则OFDM的符号周期也就确定就可以确定，其中T表示IFFT的积分时间，其倒数

9、就是相邻载波的间隔，即。为了尽可能地减小由于保护时间造成的信噪比的损失，一般要求符号周期远大于保护时间。但是，符号持续时间并不是越长越好，因这符号持续时间越长，则意味着需要的子载波数目越多，相邻子载波机的间隔就会越小，增加了收发信机的实现复杂度，并且系统对于相位噪声和频率偏移更加敏感，还增大了系统的峰值-平均功率（PAPR）。在实际系统设计中，OFDM符号周期至少是保护时间的5倍，这就意味着，由于引入了冗余时间，信噪比会损失1dB左右。确定了保护时间和符号周期后，就需要在3dB的带宽内，决定子载波的数目。一种方法是直接计算，即。另一种方法是，载波数目可以根据总数据比特速率除以每个子载波承载的比

10、特速率得到。子载波的比特速率与调制类型、编码码率和符号速率都在关系。本系统采用第二种方法确定子载波的数目具体的参数如下所示：参数设计说明symbol_num = 10000发送的符号数（number of symbols to be transmitted ）fp = 5e9中心频率（central frequency ）fc = 20e6抽样频率（sampling frequency）Ts= 50e-9抽样时间（sampling time）T0= 2.4e-6data length (=48*50e-9)TP= 0.8e-6cyclic prefix (=16*50e-9)TG = 0.8e

11、-6total guard time (=16*50e-9T=T0+TP+TGOFDM符号周期4000ns：（满足TP/T=20%）A = 1amplitude of the rectangular impulse responseN = 64number of carriers of the OFDM system1） 首先计算信息量。由R达到54Mbps可以得到每个OFDM块需要承载的信息量为：54*106*4*10(-9) = 216bit2） 选择调制方式。采用64QAM调制，一个子载波6bit则需要216/6 = 36个子载波。3） 编码。采用3/4码率的卷积码编码，所需子载波数目为

12、36/(3/4)=48个。4） 计算传输速率：R=(48*6bit*3/4)/(4000*10(-9)=54Mbps以上设计满足系统的要求。三、系统实现1、收发机框图根据上述系统设计，收发机框图设计如下图所示：图3 收发机框图2、系统模块接口数据产生： data_transmit=randint(1,num*symbol_num);卷积码编码： trel=poly2trellis(3 3 3,7 7 0 4;3 2 7 4;0 2 3 7); data_conv,fstate = convenc(data_transmit,trel);64QAM调制：data_mod=modulate(dat

13、a_conv);64QAM解调：data_demod=demodulate(data_fft_ps);卷积码译码： tblen = 3*1000; % Traceback length data_receive = vitdec(data_vitdec_in,trel,tblen,trunc,soft,1)。3、程序流程图根据系统设计和收发机框图，编码实现该系统。程序流程如下图所示：图4 程序流程图4、程序清单（见附录）四、系统仿真结果及分析1、64QAM的星座图：图5 16QAM星座图图6 64QAM仿真图2、经过多径信道的信号波形：图7 经过多径信道后的输出波形3、在多径信道中叠加AGWN

14、后的波形：图7 叠加AGWN后的输出波形4、均衡前：图8 均衡前的波形5、均衡后：图9 均衡后的波形均衡后各点的幅度变化范围在-7，+7之间，这与星座点取值(-7-7j,+7+7j)有关。6、误比特率曲线：图10 误比特率误比特率，利用转换公式，得到。五、总结1、系统设计总结根据Matlab程序运行后的仿真结果，可以得到验证，即：我们所设计的OFDM系统可以满足系统设计要求：20MHz带宽实现5GHz频带上的无线通信系统；速率要求: R=54Mbps；误码率要求: Pe =10 (-5)。2、设计中遇到的问题和解决1）时域均衡时间的选择由数字信号处理的理论可知，只有时域的循环卷积，才等效为频域

15、的线性相乘。所以，均衡的位置应该在去CP之后，而不能在一开始就进行频域均衡，因为一开始不是循环卷积，不能等效为频域的线性乘法。因此，频域均衡位置应该在去CP之后，FFT正好是去CP之后，所以可以在FFT之后进行频域均衡。2）噪声能量的计算原理文献所给的Eb/N0是指接收端的信噪比，加噪声要根据Eb的值算出对应的噪声。可以在经历框图的每一模块时，看其能量是否发生了变化，并将其归一化，保证系统是无源的系统，不会因此而影响输出结果。注意的是FFT和IFFT可以对输入它的信号能量进行改变，要进行一些处理。如信号进行IFFT之后的能量会减小为原来的1/N，要对其进行能量的计算，而FFT之后，信号的能量会

16、增大为原来的N倍，也要进行能量计算，保证信号通过的都是无源的模块。OFDM能否克服样值间干扰，样值干扰与ICI OFDM消除干扰是在频域中进行的，因为循环卷积就等于频域的线性相乘，没有收入干扰。所提这里的样值干扰是指时域上的干扰，在时域看来是有干扰的，并不能消除它；在频域看来，各个子载波是独立的，没有相互间的干扰，即没有ICI。OFDM消除干扰是在频域中进行的，因为循环卷积就等于频域的线性相乘，没有收入干扰。所提这里的样值干扰是指时域上的干扰，在时域看来是有干扰的，并不能消除它；在频域看来，各个子载波是独立的，没有相互间的干扰，即没有ICI。因此，OFDM系统在时域上是有样值干扰的，但是在频域

17、上没有ICI的。附录1、 主程序：文件名：run.m%-无线通信系统实现-% *% 一、系统要求：% *% 实现20MHz带宽5GHz频带上的无线通信系统% 满足速率要求: R=54Mbps;% 误码率要求: 在 25dB信噪比条件下,Pe =10 (-5);%*% 二、参数确定：% *% symbol_num = 10000; % 发送的符号数% fp = 5e9; %中心频率% fc = 20e6; % 抽样频率% Ts = 50e-9 %抽样时间% T0 = 2.4e-6; % 数据长度 (=48*50e-9)% TP = 0.8e-6; % cyclic prefix (=16*50e

18、-9)% TG = 0.8e-6; % total guard time (=16*50e-9)% T=T0+TP+TG; % OFDM符号周期4000ns：（满足TP/T=20%）% A = 1; % amplitude of the rectangular impulse response% N = 64; % number of carriers of the OFDM system% -% 由R达到54Mbps可以得到每个OFDM块需要承载的信息量为：% 54*106*4*10(-9)=216bit，采用64QAM星座映射，% 一个载波承载6bit，仅需36个子载波，采用3/4 码率，

19、% 所需的子载波数为48.此时可达到的传输速率为% R=(48*6bit*3/4)/(4000*10(-9)=54Mbps, 符合系统要求。% R=3/4; %编码效率% *clear all;close all;clc;data_carrier_num=48;carrier_num=64;R=3/4; %卷积码的编码效率i1=0; % 中间变量err_ratio=zeros(1,31);for EbN0dB=0:1:30 sum_xu=0; for loop=1:100 symbol_num=10000; % 符号个数 cp_len=16; % 循环前缀长度 % 数据产生 num=64*6*

20、3/4; data_transmit=randint(1,num*symbol_num); % 卷积码编码 trel=poly2trellis(3 3 3,7 7 0 4;3 2 7 4;0 2 3 7); data_conv,fstate = convenc(data_transmit,trel); % 采用64QAM调制 data_mod=modulation(data_conv); % 数据经过IFFT变换 data_ifft_in=reshape(data_mod,64,length(data_mod)/64); data_ifft_out=ifft(data_ifft_in); %

21、加CP data_cp=data_ifft_out(size(data_ifft_out,1)-cp_len+1:end),:);data_ifft_out; data_ps=reshape(data_cp,1,size(data_cp,1)*size(data_cp,2); % 输出符号能量的归一化 data_ps=data_ps.*8; Es=1; Eb=Es*1/R*80/64*1/6; N0=Eb./10(EbN0dB/10); sigma=sqrt(N0/2); % % - 数据经过信道(down)-% symbol_input=data_ps; % 每径时延功率【0 -8 -16

22、-24】dB 转化成功率值 atten_power = 1 0.1585 0.0251 0.0040; % 50ns样点间隔 每径时延【0 200 400 600】ns 转化成样点数表示 path_delay = 0 4 8 12; % 求信号幅度衰减，并归一化总功率 atten = sqrt( atten_power ); atten = atten./sqrt(sum(atten.*conj(atten); % 输出样值序列 output = zeros(1,length(symbol_input)+ max(path_delay); h = zeros(1,max(path_delay)

23、+1); for k = 1:length(path_delay) signal=symbol_input.*atten(k); output=output+zeros(1,path_delay(k),signal,zeros(1,max(path_delay)-path_delay(k); h=h+zeros(1,path_delay(k),atten(k),zeros(1,max(path_delay)-path_delay(k); end symbol_output=output; % %- 数据经过信道(up)-% %-add noise (down)-% output=symbol_

24、output+sigma.*randn(1,length(symbol_output)+i*sigma.*randn(1,length(symbol_output); output=output(1:length(symbol_input); %-add noise (up)-% % 去CP temp=reshape(output,cp_len+carrier_num,length(output)./(cp_len+carrier_num); data_fft_in=temp(cp_len+1:end,:); % FFT变换 data_fft_out=fft(data_fft_in); %-频

25、域均衡(down)-% h_t=h,zeros(1,carrier_num-length(h); H=fft(h_t); data_balance=zeros(size(data_fft_out); for m1=1:size(data_fft_out,2) data_balance(:,m1)=data_fft_out(:,m1)./H; end %-频域均衡(up)-% % 64QAM解调 data_fft_ps=reshape(data_balance,1,size(data_balance,1)*size(data_balance,2); data_fft_ps=data_fft_ps

26、./8; data_demod=demodulation(data_fft_ps); data_vitdec_in=data_demod; % 卷积码译码 tblen = 3*100; % Traceback length data_receive = vitdec(data_vitdec_in,trel,tblen,trunc,soft,1); %soft decision sum_xu=sum_xu+sum(abs(data_receive-data_transmit); end i1=i1+1; err_ratio(i1)=sum_xu./(num*symbol_num*loop);en

27、dsemilogy(0:1:30,err_ratio);hold on;semilogy(0:1:30,err_ratio,*);grid on;2、函数模块： 64QAM调制函数：文件名：modulation.mfunction mod_out=modulation(mod_in)if rem(length(mod_in),6)=0 %如果输入二进制序列数不是6的倍数则进行补零操作 mod_in=zeros(1,6-rem(length(mod_in),6),mod_in;endmod_out=zeros(1,length(mod_in)/6);R=reshape(mod_in,6,leng

28、th(mod_in)/6); %将输入序列变换为行数为6的矩阵形式B2D=bi2de(R,left-msb)+1; %将二进制数转换为十进制数Temp=-7-7*j -7-5*j -7-j -7-3*j -7+7*j -7+5*j -7+j -7+3*j. -5-7*j -5-5*j -5-j -5-3*j -5+7*j -5+5*j -5+j -5+3*j. -1-7*j -1-5*j -1-j -1-3*j -1+7*j -1+5*j -1+j -1+3*j. -3-7*j -3-5*j -3-j -3-3*j -3+7*j -3+5*j -3+j -3+3*j. 7-7*j 7-5*j

29、7-j 7-3*j 7+7*j 7+5*j 7+j 7+3*j. 5-7*j 5-5*j 5-j 5-3*j 5+7*j 5+5*j 5+j 5+3*j. 1-7*j 1-5*j 1-j 1-3*j 1+7*j 1+5*j 1+j 1+3*j. 3-7*j 3-5*j 3-j 3-3*j 3+7*j 3+5*j 3+j 3+3*j ./sqrt(42); %星座映射矩阵for i=1:length(mod_in)/6 mod_out(i)=Temp(B2D(i);endscatterplot(mod_out); %显示星座映射图 64QAM解调函数：文件名：demodulation.mfunc

30、tion demod_out = demodulation(demod_in)d=zeros(64,length(demod_in);D=zeros(64,length(demod_in);m=zeros(1,length(demod_in);temp=-7-7*j -7-5*j -7-j -7-3*j -7+7*j -7+5*j -7+j -7+3*j. -5-7*j -5-5*j -5-j -5-3*j -5+7*j -5+5*j -5+j -5+3*j. -1-7*j -1-5*j -1-j -1-3*j -1+7*j -1+5*j -1+j -1+3*j. -3-7*j -3-5*j

31、-3-j -3-3*j -3+7*j -3+5*j -3+j -3+3*j. 7-7*j 7-5*j 7-j 7-3*j 7+7*j 7+5*j 7+j 7+3*j. 5-7*j 5-5*j 5-j 5-3*j 5+7*j 5+5*j 5+j 5+3*j. 1-7*j 1-5*j 1-j 1-3*j 1+7*j 1+5*j 1+j 1+3*j. 3-7*j 3-5*j 3-j 3-3*j 3+7*j 3+5*j 3+j 3+3*j ./sqrt(42);for i=1:length(demod_in) for n=1:64 d(n,i)=(abs(demod_in(i)-temp(n).2;

32、end min_distance,constellation_point = min(d(:,i) ; %D(:,i)=sort(d(:,i);%排序 (sort the distance in ascending order.) m(i) = constellation_point;endA=de2bi(0:63,left-msb); %将十进制数转换为二进制数for i=1:length(demod_in) DEMOD_OUT(i,:)=A(m(i),:);enddemod_out=reshape(DEMOD_OUT,1,length(demod_in)*6); %将解调出的序列按行输出免责声明：文档在线网中所有的文档资料均由文档在线网会员提供,该文档资料的版权属于提供者所有。文档在线网会对会员提供的文档资料进行筛选和编辑，但是并不声明或保证其内容的合法性和正确性。第 17 页 共 17 页