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1、 概要1.设计要求2.LC参数的设计3.小信号模型的建立4.串联超前滞后补偿网络的设计PSIM中对电路波形的仿真 Boost变换器电路参数设计要求1 11 1技术指标技术指标输入电压：V=500v 输出电压：V=700v开关频率：50kHz额定功率：10.5kwBoost变换器系统电路图结构Boost变换器的负反馈控制系统传递函数图 其中 为占空比至输出的传递函数，为PWM 脉宽调制器的传递函数，表示反馈通路的传递函数，为补偿网络的传递函数。其中 为未加补偿网络时的回路增益函数，称之为原始回路增益函数，为待设计的补偿网络函数.)(sGvd)(sGm)(sH)(sGc)()()()(sHsGsG
2、sGmvdo)(sGcLC参数的选取由已知可得：输出额定电流：占空比：求解临界电感当变换器工作在临界状态时，其电感电流波形如图所示：由此，得出临界电感值如下：计算得 选取 ,在此选L=0.08mH300010.5 1015700PIAUg0VD=1-=2.857VBoost变换器临界状态电感电流波形soCfIDDVLO2)1(20.068mHCL CLL 020046.667PRULiLI012LII0000(1)22gLssVVVViDTD TILLR电容值的选取 二极管关闭时，电容向负载提供直流电流，二极管开通，同时向电容以及负载提供电流，电容充放电荷量相同。取纹波临界电容由公式得在此选
3、,取ssoTDRCVCTDICQV1010030.2857 157.150 1012CsDICFfVCCC9CF012VV小信号模型的建立 占空比D(t)经低频 调制后，Dc/Dc变 换器的输出电压也 被低频调制，即输出 低频调制频率电压分 量的幅度与Dm成正比，频率与占 空比扰动信号调制频率相 同，这就是线性电路的特征，实际上，DC/DC变换器的输出电压中除直流和低频调制频率电压分量外，还包含开关频率及其边频带、开关频率谐波及其边频带。u Boost变换器的平均开关网络模型 首先对开关元件的电压或电流变量在一个开关周期内求平均，得到等效的平均参数电路。从而消除了开关波纹的影响，但此时仍然是一
4、个非线性电路。这样的电路由于同时包含了直流分量与交流分量的作用，成为大信号等效电路。其次将各平均变量表达为对应的直流分量与交流小信号分量之和，消去直流分量后即可得到只含有小信号分量的表达式，达到分离小信号的目的；最后对只含小信号分量的表达式作线性化处理，从而将非线性系统在直流工作点附近近似为线性系统，为线性系统的各种分析与设计方法的应用做好准备。开关周期平均算子的定义：式中，是DC/DC变换器中某电量；为开关周期。对电压、电流等电量进行开关周期平均运算，将保留原信号的低频部分，而滤除 开关频率分量、开关频率谐波分量。可以证明：经过开关周期平均算子作用后，电感的电流和电感两端的电压仍然满足法拉第
5、电磁感应定律，即电感元件特性方程中的电压、电流分别用他们各自的开关周期平均值代替后，方程仍然成立。类似的，电容元件的特性方程中的电压电流被代替后，方程仍然成立1()()sst TTtsx txdT()x tsT 图1与图2分别为Boost变换器电路和它的开关网络子电路，其开关网络子电路可用两端口网络表示，端口变量为 图1 Boost变换器开关网络图2 Boost变换器开关网络子电路)()()()(2211titvtitv和、在Boost变换器中，端口变量 刚好分别为电感电流和电容电压，这里将它们定义为开关网络的输入变量。为开关网络的输出变量。用受控源等效网络子电路，如图3所示 图3 用受控源等
6、效的网络子电路为保证图3中受控源两端口与图2中的开关网络完全等效，受控源两端口网络的两个端口必须与开关网络的两个端口波形相同，将图3中的二端口网络作开关周期平均运算之后，有：)()(21tvti和)()(21titv和 受控电压源的开关周期平均值为：同理，受控电流源的开关周期平均值为：经过开关周期平均变换后Boost变换器的等效电路如图4所示：图4 经开关周期平均后的等效电路对电路作小信号扰动，即令：ssTTtvtdtv)()(21）ssTTtitdti)()(12）)(tvVtvggTgs）)()(tdDtd)()(tdDtd)()(1tiItitissTT）)()(2tvVtvtvTsTs
7、）)(111tvVtvsT）)(222tiItisT）将扰动引入电路，得到作小信号扰动后的电路，如图5 所示：图5 加入扰动后的电路模型其受控电压源的电压：同样，受控电流源的电流：)()()()()()(tdtvtdVtvVDtvVtdD)()()()()()(tdtitdItiIDtiItdD 若省略二阶交流项，可得到经线性化处理后的受控电压、电流源如图6 所示：图6 经线性化处理后的开关模型则得Boost变换器的小信号交流模型如图7 所示：图7 Boost变换器小信号交流模型 用理想直流变压器代替受控源两端口网络，得到变换器小信号交流等效电路如图8 所示：图8 Boost变换器小信号模型可
8、得从占空比到输出电压的小信号传递函数：2220)()1()()(|)(DsRLLCsRDsLVDsdsvsGsvvdgPWM调制器传递函数建立PWM调制器的直流关系式和小信号关系式如下：得出调制器传递函数为：()rampvtppV()1()()mcIppd sG svsV()()cppv td tVcMVDV()()()cMV tv tDd tVBoost变换器的负反馈控制系统传递函数图 其中 为占空比至输出的传递函数，为PWM为脉宽调制器的传递函数，表示反馈通路的传递函数，为补偿网络的传递函数。其中 为未加补偿网络时的回路增益函数，称之为原始回路增益函数，为待设计的补偿网络函数.)(sGvd
9、)(sGm)(sH)(sGc)()()()(sHsGsGsGmvdo)(sGc将上面已知的传递函数结合在一起，则原始回路增益函数 为：令 ，则把传递函数写入MATLAB中的sisotool中，得到传递函数的对数频率坐标图.)(sGo 1)(sH1mV37.01078.11032.71001084.41)1()(621042220sssRRRVDsRLLCsRDsLVDsGyxym310261.47 105006.3 101.5 100.51sss0()()()()G sGvd s Gm s H s()1mGs 在MATLAB中的波特图如下所示：电路的幅值裕度：GM=-59.8dB 相位裕度：-
10、81.7deg截止频率：Hz其稳定判据显示系统不稳定020406080G.M.:-59.8 dBFreq:6.41e+003 HzUnstable loopOpen-Loop Bode Editor(C)Magnitude(dB)10210310410510690135180225270315360P.M.:-81.7 degFreq:3.75e+005 HzFrequency(Hz)Phase(deg)53.75 10不稳定的原因是原始回路中频以-40dB/dec的斜率穿越0dB线，此时对应最小相位系统相频图中相移为-180度，-20dB/dec对应-90度，所以应使校正后的系统以-20dB
11、/dec的斜率穿越0dB线，这样就会有较好的相位稳定性，低频处设一极点以提高系统的型别，可以使补偿后的系统成为无差系统，使静差为零，同时减少了低频误差，高频处设置极点，以减小高频开关波纹。为避免原始电路 的影响，补偿后的穿越频率应该小于零点频率，一般取开关频率的1/5，此处取：补偿网络的两个零点频率设计为原始回路函数两个相近的极点的补偿网络的两个零点频率设计为原始回路函数两个相近的极点的1/21/2处，处，将补偿网络的两个极点设定为开关频率处。将补偿网络的两个极点设定为开关频率处。121,212zzppfff12zzsfff411 105gsffHz 求取补偿网络的传递函数：vfb(t)为电压
12、反馈信号，Vref为给定信号，由虚短与虚断的原则可得：此有源超前滞后网络有两个零点、三个极点。零点为：极点为：)1)(1)()(1)1()()()(3321212211331121CCRsCCCCRsCCRsCRRsCRssVsVsGc1211212CRwfzz33122)(212CRRwfzz0211ppwf3322212CRwfpp2121233212CCCCRwfpp有源超前-滞后补偿网络 校正后的系统的波特图幅值裕度：GM=10.8dB 相位裕度：PM=31.7deg截止频率：所以系统稳定-100-80-60-40-2002040G.M.:10.8 dBFreq:2.56e+004 H
13、zStable loopOpen-Loop Bode Editor(C)Magnitude(dB)10210310410510610704590135180225270315360P.M.:31.7 degFreq:1.03e+004 HzFrequency(Hz)Phase(deg)411.03 105gsffHz由sisotool得到补偿网络的传递函数为由前面可有补偿网络的传递函数为设 对比两式可得：)1)(1)()(1)1()()()(3321212211331121CCRsCCCCRsCCRsCRRsCRssVsVsGc210RK916.6 10CH1023.363 10CF613.368 10R 1131.864 10CF531.716 10R 5262(1 6.6 10)()15(1 3.2 10)csG ss在电路图中输入参数，在PSIM中仿真结果如下
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