采用倍流整流电路的半桥变换器研究

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1、【精品文档】如有侵权，请联系网站删除，仅供学习与交流采用倍流整流电路的半桥 变换器研究采用倍流整流电路的半桥 变换器研究苑梦雄燕 山 大 学2013年6月 本科毕业设计（论文）采用倍流整流电路的半桥 变换器研究学院（系）：电气工程学院_ 专 业：09级应用电子_ 学生 姓名：苑梦雄_ 学 号：090103030092_ 指导 教师：吴俊娟_ 答辩 日期：2013年6月24日_ 燕山大学毕业设计(论文)任务书学院：电气工程学院 系级教学单位：电气工程及自动化系学号090103030092学生姓名苑梦雄专 业班 级09应电2班题目题目名称采用倍流整流电路的半桥变换器研究题目性质1.理工类：工程设计

2、 （ ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）。2.文管类（ ）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）。题目类型1.毕业设计（ ） 2.论文（ ）题目来源科研课题（ ） 生产实际（ ）自选题目（ ） 主要内容1 查询倍流整流电路的技术资料，阅读消化理解工作原理。2 将倍流整流与其它副边整流电路进行比较。3 设计一台原边为半桥拓扑，副边为倍流整流，输入48V直流，输出5V直流的直流变换器，分析不同模式的工作，设计控制电路，并建立数学模型。4 给出全部设计参数和图纸。基本要求1 按电气工程学院本科生学位论文撰写规范的要求完成设计说明书一份（不少于2.4万字），

3、A0图纸。2 说明书及插图一律打印，要求条理清晰、文笔流畅、图形及文字符号符合国家现行标准。3按学院指定的地点进行设计，严格按照进度计划完成毕业设计任务。参考资料1VRM相关资料2倍流整流电路有关文献3半桥变换器设计相关文献周 次14周58周911周1215周1617周应完成的内容查阅并消化理解资料，找出主要问题，确定主电路拓扑了解工作原理，设计、计算电路有关参数。利用仿真软件进行电路的仿真。给出全部工程图纸和元器件表。撰写论文画图、准备答辩指导教师：吴俊娟职称： 讲师 2012年 12 月 12 日系级教学单位审批： 年 月 日.精品文档.本科毕业设计（论文）摘要随着信息技术的迅速发展，中小

4、功率变换器在计算机、通信和其它工业领域中得到了广泛的应用为满足应用场合对数据处理更快速、更有效的要求，对变换器的要求也不断提高，使得变换器向着更低的输出电压、更高的输出电流、更高的效率，更快的动态响应以及更高的可靠性等方向发展。本文首先介绍了VRM的发展历程，研究现状和面临的挑战，并结合设计的关键性问题，研究了一种符合设计指标的倍流整流半桥变换器。通过对倍流整流电路与其他副边整流电路的比较，得出倍流整流电路特别适合隔离型低压、大电流输出的DCDC变换器的结论，并对倍流整流电路与原边半桥拓扑结合后的控制方法进行了比较。分析了半桥倍流整流电路的工作原理，分析了个工作模式下的稳态特性。并建立了具有倍

5、流整流电路的半桥变换器的等效受控源模型，进而得出其小信号模型。为闭环系统的搭建奠定基础。最后，在理论的基础上，使用MATLAB软件对设计的变换器进行仿真。关键词电压调节模块 倍流整流电路 半桥变换器 AbstractWith the rapid development of information technology, small or medium-sized power converters have been widely used in computers，communication applications and other kinds of industry fieldsIn

6、order to satisfy the need of a faster and more efficient data processing in such fields，the power converters are needed to be equipped with the qualities of lower output voltage，higher output current, higher efficiency ,faster dynamic response and higher reliability .In this paper the developing pro

7、cess, research situation and challenges of VRM are first introduced, then connected with the key issues of the design, a half bridge converter with currentdoubler rectifier(HB-CDR) that satisfies the design indexes is studied. Compared with other kinds of vice-side rectifiers, a conclusion is drew t

8、hat HB-CDR is especially suitable for a isolated low voltage and high current output DC/DC converter, and a control strategy that combines HB-CDR with the half -bridge topology of original side is compared. Then the working principle of the HB-CDR and the steady state characteristic of every work mo

9、de are analyzed. A controlled source model for the half bridge converter with HB-CDR is built, so is its small-signal model, which lays the foundation of the closed-loop system.Finally, a MATLAB simulation based on the theory is completed for the converter.Keywords voltage regulator module、 currentd

10、oubler rectifier、a half bridge converter目 录摘要IAbstractII目 录III第1章 绪论11.1 引言11.2 VRM研究现状与设计难点21.2.1 VRM发展的历史回顾21.2.2 VRM研究现状及应用前景21.2.3 VRM的设计难点及解决措施31.3 VRM典型拓扑研究41.3.1 非隔离式VRM电路41.3.2 隔离式VRM电路71.4 VRM控制方式101.5 VRM涉及的相关技术111.6 本论文主要研究内容12第2章 倍流整流电路工作过程分析132.1 引言132.2 倍流整流电路的工作原理分析132.3 倍流整流与全波电路、半波整

11、流电路的比较162.3.1 整流管导通损耗的比较172.3.2 磁性元件的比较182. 4 倍流整流电路的优缺点分析202.1.1 倍流整流电路的优点202.4.2倍流整流电路的缺点212. 5 本章小结21第3章 半桥倍流整流变换器原理分析223.1 引言223.2半桥倍流整流变换器的基本工作原理223.3 本章小结25第4章 半桥倍流整流变换器电路设计264.1 变换器设计264.1.1变压器设计264.2.2桥臂电容设计284.2.3输出电感值设计284.2.4输出滤波电容设计294.3 控制电路设计304.4 驱动电路设计324.4 本章小结33第5章 半桥倍流整流变换器小信号建模34

12、5.1引言345.2等效受控源平均法355.3半桥倍流整流变换器小信号模型365.4 本章小结39第6章 系统仿真结果406.1 开环系统仿真406.2 闭环系统仿真416.3 本章小结44结论45参考文献46致谢48附录149附录255附录360附录466附录576第1章 绪论1.1 引言电力电子技术诞生至今已近5O年，它对人类的文明起到了巨大推动作用，如今它已无领域不在，无行业不用，以至于离开电力电子技术，将使人们的生活黯然失色。电力电子技术是一门综合电力半导体器件、电力变换技术、现代电子技术、自动控制技术等许多学科的边缘交叉学科，随着科学技术的发展，电力电子技术又与现代控制理论、材料科学

13、、电机工程、微电子技术等许多领域密切相关。目前，它已逐步发展成为一门包含更多学科的综合性学科，并为现代通信、电子仪器、计算机、工业自动化、电网优化、电力工程、国防及某些高新技术提供高质量、高效率、高可靠性的电能起着关键的作用1。为了处理日益复杂的实时计算问题，当今的通信系统采用了大量的高性能计算芯片，包括各种CPU、FPGA和DSP等。对更高计算速度的需求促使人们相应地提高时钟频率，同时，计算芯片的特征线宽越来越细使供电电压越来越低，目前部分芯片的供电电压已经降到1V左右，电源电流也随之增加，有些芯片所要求的电源电流已超过lOOA。商性能计算芯片由睡眠或待机状态进入工作状态时，电流变化可高达7

14、0A，变化速率高达1Ans，这就要求为其供电的电源具有超快的负载电流瞬态响应速度，同时保证输出电压具有相当高的稳定度，为了更好地满足上述各项要求，需要在高性能计算芯片附近安置低压、大电流输出的DCDC变换器电压调节模块(VRM-Voltage Regulate Module)。显然，VRM最好与高性能计算芯片同在一块电路板上。与当今许多类型的系统一样，通信系统中电路板的面积非常宝贵。尺寸的限制，以及降低成本的压力和其他一些新的技术方面的挑战，使VRM设计成为通信系统设计最困难的设计任务之一。低电压、大电流输出的VRM必须提高功率密度和效率。现有的功率变换技术不能满足非常严格的尺寸和效率等要求。

15、应用集成磁技术，采用损耗低、结构简单的集成磁元件，同步整流技术，以及纹波消除技术等新技术，可以克服以上限制2。 1.2 VRM研究现状与设计难点1.2.1 VRM发展的历史回顾VRM的发展阶段基本可以按照它的输入电压的变化来划分。早期一直采用5 V输入电压(低压VRM)，3.3 V输出；目前在台式计算机、工作站和服务器已经把12 V(中压VRM)作为VRM输入电压，在一些笔记本电脑中VRM可以直接将16-24 V输入变换到1.5 V输出。但是无论是采用5 V还是12 V输入，其电路拓扑在结构上都是Buck变换器，如图1-2(a)所示。如果输入电压为12 V时，由于输出电压很低，占空比将会取的很

16、小，这将大大影响变压器性能。为了解决这个问题，通常采用抽头电感同步整流变换器，如图1-2(b) 所示。 (a) BUCK变换器 （b）抽头电感BUCK变换器图1-1 电路拓扑 1.2.2 VRM研究现状及应用前景从20世纪80年代中期起，采用PWM控制技术的高功率密度DC/DC变换器模块就走进了世界市场。如今，已经广泛应用于各种领域。称之为第一代高功率密度DC/DC变换器，简称为第一代产品。它对电子系统的小型化、高可靠性及高性能起到了关键作用，并做出了很大的贡献，正是由于第一代产品的出现，推动了先进的分布式电源系统的建立和发展。但由于在PWM DC/DC变换器中，变压器等磁性元件和滤波器占据了

17、大部分的体积，工作频率则因各种原因被限制在数百千赫兹范围内，这些都是先天不足之处。1997年，美国VICOR开关电源公司最先推出了VI-300系列软开关高密度DC/DC产品。称之为第二代产品。它是以VICOR公司拥有专利权的零电流、零电压软开关控制技术为基础，结合了控制集成、封装、散热技术等方面的最新成果，产品达到了与“理想功率器件”极为接近的境地。第二代产品与第一代产品相比，功率密度增加了两倍，高达120 W/in3。第二代产品的出现预示着它将是DC/DC变换器未来的主流产品3。提高DC/DC变换器的效率，从而改善热性能、提高可靠性及降低成本，一直是电源设计人员关注的焦点，如今，DC/DC变

18、换器不仅可以安装在电路板上，而且在效率方面也取得了重大进展。市场上，标准的半砖封装的电源产品可以提供高达60 A的电流，标准的1/4砖封装的电源产品能够供应30 A电流，效率也超过了90%。性能方面的巨大进步主要是因为出现了高性能的金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)，在同步整流器中它取代了原有的二极管整流器。基于这个重大变化，与前一代产品相比，功率密度增大了一倍。1.2.3 VRM的设计难点及解决措施VRM作为高功率密度的DC/DC变换器不仅要具有大电流、低电压、快动态速度和低电压纹波的特点，同时也必须做到高效率和高功率密度的统一。因此VRM设计中的难点就集中体现在体积、效率、动静态之间

19、的矛盾。具体地说：(1)就传统的DC/DC变换器来说，为了满足负载的瞬态突变时仍能将输出电压稳定在允许的范围内，就需要增加输出滤波电容，从而使滤波器体积过大。如果减小输出滤波电感，再从轻载到满载瞬态突变时负载可以从电源端更快获取能量，从满载到轻载瞬态突变时电感电流可以下降的更快，有利于提高动态性能，但由于电感电流纹波会增加，从而给滤波电容增加负担，同时还造成效率略有降低4。另外就目前的功率电子半导体元器件和磁性元件的发展水平，通过提高开关频率来减小磁性元件体积的程度是有限的。因此，提出了交错并联技术(Poly-Phase Interleaving)来提高输出纹波的频率，这样可以进一步减小磁性元

20、件的体积；(2)要求VRM在轻载和重载时均能保持高效率，就今天的功率半导体元器件的发展水平来说，这是一个挑战。试想一下如果设计一个100 A/1 V的VRM。只有在通往负载的路径上有1 m的电阻，都意味着效率要降低10%。针对这一点，在设计中采用同步整流技术(Synchronous-Rectifier)就成为必然的趋势；(3)由于未来微处理器对VRM快速动态性能的要求，使得VRM的线路布局、连接点都显得比一般场合更重要的多。连接线的寄生参数使得VRM无法满足微处理器对动态性能的高要求。未来势必实现VRM和CPU直接集成，这也是设计的难点所在。为了解决上面的设计难点，提出了交错并联技术、同步整流

21、技术、磁集成技术(Integrated Magnetics)。1.3 VRM典型拓扑研究根据输入电压的不同,VRM可以分为5V、12V、48V输入等不同种类,其相对应的拓扑有许多不同之处;根据输入与输出之间是否隔离,VRM又可以分为非隔离型和隔离型两种目前VRM采用较多的是1ZV输入电压,但是随着微处理器负载电流越来越大,今后分布式电源中将较多的采用48V母线电压给VRM供电,经变换输出IV左右给工作站和服务器CPU芯片使用。下面对几种主要的非隔离型和隔离型拓扑进行简要的综述,并且对其主要特点进行简单介绍5。1.3.1 非隔离式VRM电路早期的VRM是从5V的直流母线直接供电的,而最近己经把母

22、线电压提高到12V,而这些VRM基本上都采用Buck型变换器。作为非隔离型电路的代表一Buck变换器 (如图1.1所示),具有结构简单、设计容易、成本低等优点。Buck变换器的电压变换率为: 从公式可以看出,随着输出电压的不断降低,Buck变换器的稳态占空比空比也越来越小。而过小的:占空比会带来一系列的问题：（1）动态态响应的问题。特别是当负载减小的时候,己经是较小的占空比无法即时有效适应负载的变小。（2）热设计困难。（3）主开关损耗和同步整流管反向恢复损耗相应增加。（4）输入输出滤波电容量变大。图1-2 Buck变换器而为了更好的适应低压大电流的需要,就要努力设法改善占空比。如图1-2所示为

23、多通道的交错并联式Buck电路。它通过n个通道的Buck变换器相并联,错开(360/n)*K个相角进行控制。具有以下优点:(1)减小开关电流应力；(2)通过各通道输出叠加,有效地减小了输出电流纹波；(3)具有高的暂态响应特性。图1-3 交错并联式Buck变换器图1-3所示交错并联式Buck变换器虽然有效的提高了输出波形的质量,但是其占空比还是和传统的Buck变换器一样,在输入电压不断增大,输出电压越来越低的状况下,它的稳态占空比过小,限制了它发展。而图1-4所示的抽头电感式Buck变换器则有效增加了电路的占空比。 图1-4 抽头电感式Buck变换器抽头电感式Buck变换器的电压变换比为。通过设

24、计合理的n值,就能得到理想的电压变换比。但并不是n越大越好,因为当n增加的时候S1的电压应力和S2的电流应力也会相应增加。虽然该电路有效的提高了占空比,但是由于它漏感的存在,使得它的主管S1会承受较高的电压峰值。 图1-5 有源箝位耦合Buck变换器图1-5为有源箝位耦合Buck变换器,它的电压变换比为。相对于抽头式Buck变换器,有源箝位耦合的Buck变换器,不仅有效的提高了电路的占空比,而且通过有源箝位的方法,有效地消除了漏感的影响,减小了主管的应力。图1-6耦合绕组Buck变换器图1-6所示的为耦合绕组Buck变换器,它的电压变换比为: 。它是由双通道交错并联Buck变换器演变而来的,每

25、个通道增加了两个藕合电感。和传统的Buck变换器相比,它不仅有效的提高了占空比,而且有效的降低了开关损耗。除了以上所说的5种Buck电路及其由Buck演变而来的电路以外,还有推挽式Buck变换器、移相软开关Buck变换器等。1.3.2 隔离式VRM电路变压器原边的基本拓扑主要可用正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等5种。而适用于低压大电流输出的变压器副边结构有3种:正激式结构(图1-7所示)、中心抽头式结构(图1-8所示)和倍流整流式结构(图1-9所示)。图1-7 正激式结构正激式结构相对于其它两种结构最简单,而且适用于低压大电流的情况。但是正激式变换器的副边整流二极管不仅具有较大导通损耗

26、,而且由于它在关断过程中的反向恢复,也会造成一定的损耗。因此,如果要提高电路效率,可以在正激式结构的副边采用自驱式同步整流或者他驱式同步整流电路。图1-8 中心抽头式结构中心抽头式结构是应用于全桥、半桥或推挽等双端变压隔离器的Buck型变换器。和正激式结构相比,由于中心抽头式结构的输出滤波电感的电压频率是功率开关管的两倍,因此在同样条件下,中心抽头式结构所需要的滤波电感值明显要小正激式所需要的。图1-9 倍流整流式结构倍流整流式结构不是源于Buck型变换器,但它也能起到降压的作用在倍流整流式结构中,由于两个电感纹波电流的相互抵消作用,输出滤波电容的纹波电流明显减小,则倍流整流式结构的滤波电感值

27、也可以被极大地减小。在大电流的应用场合,倍流整流式结构在很多方面都优于中心抽头式结构。首先,倍流整流式结构减小了大电流互连的数目,从而简化了二次侧布局,有利于热处理,减小相关损耗。其次,倍流整流式结构的电感电流和变压器二次侧电流是中心抽头式结构相应电流的一半。因此,倍流整流式结构比中心抽头式结构产生更低的导通损耗。最后,倍流整流式结构的变压器与滤波电感能够被集成在一个磁芯上,从而减小模块尺寸。经过优选,可以选定适合于低压大电流的优选拓扑结构,如（1）原边正激式与副边正激式的组合；（2）桥式与倍流整流式的组合；（3）推挽式与倍流整流式的组合等等。除了以上介绍的一种隔离型电路外,还有推挽式变换器(

28、图1-10所示)、对称半桥变换器(图1-11所示)、等等。 图1-10推挽VRM拓扑图1-11 对称半桥VRM拓扑以上只是隔离式变换器的一小部分,还有诸如LLC谐振式、反激式变换器等等。1.4 VRM控制方式适应于低压大电流VRM应用的需求,其控制方法有：电压型控制法、电流型控制法、滞回型控制法、AVP控制法、型控制等方法6。(1)电压型控制。电压型控制原理就是输出电压与基准电压相比较,通过误差放大器将两者的误差信号放大，作用于脉宽调制(PWM)电路，改变占空比,以调节输出的稳定。采用电压型控制，其优点是：单环控制容易分析和设计；波形振幅坡度大，因而噪声小，工作稳定；多模块输出时，低阻抗输出能

29、提供很好的交互控制。缺点是：电网或负载的扰动必须转化为输出扰动,才能被电压环反馈，因此系统响应慢；输出LC滤波电路给系统增加了两个极点，这就需要在补偿网络增加零点或者需要一个低转折频率的主极点。(2)电流型控制。电流型控制是在电压控制型的基础上增加了电流控制环节。电流型控制分为直接电流型控制和间接电流型控制。与电压型控制相比，只需要提供一个极点到反馈环，这使得反馈环设计变得简单，而且容易得到较高的增益带宽。但是，由于电流型控制对噪声敏感，因此容易产生次谐波振荡问题。(3)滞回型控制。滞回型控制法的原理是采用滞回比较器，直接检测纹波电压，控制其在允许的范围内。滞回型控制法在大的电流变化时，也能够

30、控制纹波电压在允许范围内，具有良好的负载电流响应特性。(4)AVP控制。AVP控制法的工作原理是在输出电压纹波允许范围内，当输出电流大时，使得其输出电压下降；当输出电流小时，使得输出电压上升。使输出电压在满载时比所要求的最低电压高，在空载或者轻载时比所要求的最高电压低。使输出电压的峰一峰值减小，恢复时间降低，有利于改善负载的动态响应特性，同时减小输出电容。AVP控制法分有源法和无源法两种控制方式，该控制方法在牺牲了一定负载调整率的情况下，有效的改善了动态响应，提高了效率。(5) 型控制。型控制的工作原理是采用输出电压纹波作为调节器的斜波信号，瞬态时，绕过主反馈环将负载电流变化传送至比较器中。但

31、是由于输出电容的寄生参数ESR、ESL等因数对输出电压纹波的影响，使得电路的稳定性依赖于输出电容的寄生参数，不利于提高模块的动态响应特性。1.5 VRM涉及的相关技术随着VMR向着高功率密度、小体积的发展趋势越来越明显,VMR设计所涉及的技术越来越多。VRM的设计涉及电路拓扑，控制方法，高频磁技术，软开关技术，同步整流技术，交错并联技术，并联均流技术，散热与封装技术和减小EMI的技术等诸多方面。VRM涉及的相关技术的总体框图 如图1-12所示7。图1-12 VRM 涉及的相关技术的总体框图1.6 本论文主要研究内容综上所述，高功率密度、高效率己经成了VRM的发展趋势，但是随着IC对供电要求的不

32、断提高，现有的5V、12V输入VRM将不能满足它的要求了，可以预测不久的将来，VRM必然会把输入母线电压提高到48V，这样做能够减小输入电流从而使得母线损耗减小，有利于效率提高，同时可以大大减小输入滤波器体积。本课题主要以输入48V输入，5V/10A输出的VRM为研究对象，选取拓扑为倍流整流半桥变换器。第二章主要分析了倍流整流电路的详细工作过程，并结合过程分析，分析了倍流整流电路工作时与半波、全波整流电路的区别。第三章主要介绍了倍流整流半桥变换器的主要器件设计方法，并给出设计实例。结合第二章的工作过程分析，详细分析了倍流整流半桥变换器在各个工作过程中的主要损耗，并对倍流整流半桥变换器进行了小信

33、号模型的建立。结合建模结果，进行控制回路的设计。第四章主要介绍了仿真结果，并对结果进行了分析。第2章 倍流整流电路工作过程分析2.1 引言在1950年以前，倍流整流电路就己用于汞弧管整流电路中，并出现在一些论文和课本中。近年来在高频DCDC变换器应用中重新发现了这一电路拓扑的应用价值。变压器副边、滤波电感和整流管上电流应力小的特点使这一拓扑特别适合低压、大电流输出的DCDC变换器。本章分析了倍流整流电路的工作原理，并与半波整流电路和全波整流电路进行了比较，在原边采用半桥拓扑基础上对非对称控制和对称控制对副边倍流整流电路的影响进行了分析比较。2.2 倍流整流电路的工作原理分析倍流整流电路由变压器

34、的副边绕组，两只相同的整流二极管，两个大小相等但彼此独立的滤波电感和一个输出滤波电容构成，其拓扑形式如图2-1所示。图中是变压器副边绕组电压，。假设变压器和电路中各元件均为理想的，滤波电感和上的电流工作在连续模式下，倍流整流电路中主要变量的稳态波形如图22所示。在一个开关工作周期Ts中，电路共有四种工作状态，各个工作状态所对应的等效拓扑如图23 a)、b)、c)、d)所示12。电路的工作过程如下所述：(1)状态1(t0t1)：变压器副边绕组上的电压为正，D2处于导通状态，D1处于关断状态，电感上电流线性上升，上电流线性下降。这一工作状态的等效电路如图2-3 a)所示，由此可得如下关系式： (2

35、-1) (2-2)(2)状态2(t1一t2)：变压器副边绕组上的电压为零，D1、D2都导通。通过电感、的电流都在线性下降，倍流整流电路处于续流状态。这一工作状态的等效电路如图2-3 b)所示，由此可得如下关系式： (2-3) (2-4)(3)状态3(t2一t3)：变压器副边绕组上的电压为负压，D1处于导通状态，D2处于关断状态，上上的电流线性下降，上的电流线性上升。这一工作状态的等效电路如图2-3 c)所示，由此可得如下关系式： (2-5) (2-6)(4)状态4(t3一t4)：变压器副边绕组上的电压为零，Dl、D2都导通，流过电感、的电流都在线性下降，倍流整流电路处于续流状态。这一工作状态的

36、等效电路如图2-3 d)所示，由此可知这一工作状态下的关系与状态2相同根据一个完整周期内，电感上伏秒积分平衡有: (2-7)整理后可得： (2-8)式中占空比 图2-1 倍流整流电路 图 2-2 倍流整流电路原理波形图 图2-3四个工作状态的等效拓扑倍流整流电路，实质就是两个电感的交错共联。电感、上的电压和流过的电流相位相差180，在变压器副边绕组电压非零时，流过、的电流一增一减，实现了、，的电流纹波豆消，从而使总的负载电流，纹波大大减小。在输出电压纹波要求相同的情况下，这种倍流整流方式使得、显著减小。加快了功率级的动态响应。电感、电流波形相差180，其合成电流的纹波峰值的纹波峰值与、的纹波峰

37、值的关系，用电流互消比例系数K表示。即 （2-9）K与占空比D有关，关系式如下： （2-10）分析可知，当D=05时，才有完全的纹波互消作用，D偏离05越远，纹波消除作用越差。当D=025时，纹波互消比例只有67。因此，在倍流整流拓扑中，为了突分利用其纹波互消作用，希望D在0.5附近。输出滤波电感、和滤波电容C的计算：电感电流纹波值： （2-11）由(2-9)、（2-10）、（2-11）式有 （2-12）输出电压纹波等于输出滤波电容上的电压纹波即： （2-13）而 （2-14） 又有： （2-15）所以： （2-16） 故： （2-17）根据输出电压纹波要求，根据上式可以选择和C的值。2.3

38、倍流整流与全波电路、半波整流电路的比较倍流整流，半波整流，全波整流电路是低压大电流输出的变换器中常用的几种副边整流电路。上节已经分析了倍流整流电路的工作原理及其波形。半波整流电路及其工作原理波形如图2-5 a)、b)所示，全波整流电路及其工作原理波形如图2-6 a)、b)所示。为了充分认识他们的优缺点，便于优化选择下面从整流管导通损耗，磁元件尺寸，大电流绕组连接点数等多方面对三种整流方式逐一进行比较。比较基于相同条件进行，即变换器功率等级，开关频率，副边电压的幅值，各拓扑对应的占空比D，输出电压及其纹波要求，整流管型号，输出滤波电容C相同。2.3.1 整流管导通损耗的比较（1)半波整流电路，在

39、时段内，负载电流流过D1；在时段内，流过D2。因此，在一个开关周期中，两个整流管总的导通损耗，相当于负载电流流经一个整流管的导通损耗。导通损耗功率的基本关系式为： （2-18）其中为整流管的正向饱和压降。a) a)b）b）图 2-5 半波整流电路及其原理波形 图2-6 全波整流电路及其原理波形（2）全波整流电路，在时段内，负载电流流过D1或D2；在时段内，负载电流在两个整流管上平分，从而减小了时段内整流管的导通损耗，一个周期内整流管总的导通损耗功率近似为 （2-19）（3）倍流整流电路，在时段内，负载电流流过D1或D2;在时段内，流过两个整流管D1、D2的电流分别等于流过L1、L2的电流，两个

40、电流之和等于负载电流。为了简化计算，假设在时段内，流过两个整流管D1、D2的电流相等，一个周期内整流管总的导通损耗功率近似为： （2-20）由（2-18）、（2-19）、（2-30）式可知，倍流整流电路中的整流管的导通损耗与半波整流、全波整流电路相比并无优势。2.3.2 磁性元件的比较1.滤波电感1）半波整流电路，由其工作原理可知，电感上电压频率与开关频率相同，满足规定纹波要求的电感值为： (2-21)2) 全波整流电路，由其工作原理可知，电感上电压频率为开关频率的两倍，满足规定纹波要求的电感值为： (2-22)3)倍流整流电路，虽然独立电感L1、L2上电压的频率与开关频率相等,但由前面分析可

41、知，电路中存在两个独立电感电流的纹波互消作用而且两电感合成电流的频率为开关频率的两倍，在D靠近0.5附近时，纹波互消作用非常明显，因此可以大大减小所需滤波电感值。由(2-17)式可知，满足规定纹波要求的电感值为： (2-23)三种整流电路中电感值的大小（基准值取为）与D的对应关系如图2-7所示：图2-7 三种整流电路中电感值的比较可见，在相同条件下为满足相同的输出电压纹波要求，后两种整流电路所需的滤波电感值比前者显著减小。由式(2-22)和(2-23)可知，在O.33D0.5时，倍流整流所需的电感值最小，从而减轻了输出滤波电容的纹波设计压力，减小了电感尺寸。2.变压器假定输出滤波电感很大可以忽

42、略电感电流纹波，半波整流和全波整流电路中电感电流，倍流整流电路中电感电流为。1） 半波整流电路，在D1导通的时间内，负载电流流过变压器副边绕组，在D2导通的时间内，变压器副边绕组电流为零。变压器副边电流有效值近似为： （2-24）2)全波整流电路，在D1、D2分别导通的。时段内负载电流分别流过变压器副边中心抽头绕组中的一只绕组：在D1、D2一起导通的时段内，负载电流在两只整流管上平分，中心抽头的两只绕组中，均流过一半的负载电流。变压器副边电流有效值近似为： （两个绕组电流均等于） （2-25）3）倍流整流电路，在D1、D2分别导通的时段内，一半的负载电流流过变压器副边绕组：在D1、D2同时导通

43、的时段内，负载电流通过两个电感和两个整流管形成续流回路，并不流过变压器副边绕组，即在时段内，可以认为变压器副边绕组电流为零。副边电流有效值近似为： （2-26）图2-28给出了三种整流电路中变压器副边电流有效值（基准值为）与D的对应关系。 图2-8 三种整流电路中变压器副边绕组电流有效值比较可见，倍流整流电路中变压器副边绕组电流有效值最小。2. 4 倍流整流电路的优缺点分析2.1.1 倍流整流电路的优点通过上述结论比较可以得出，倍流整流电路与半波整流，全波整流电路相比具有以优点：(1)倍流整流电路可以减小输出电感电流和变压器副边电流的有效值，使输出电感和变压器副边绕组的导通损耗大大减少；(2)

44、倍流整流电路通过两个电感电流纹波的相互抵消作用使输出电流纹波减小，这可以减小输出滤波器的尺寸，进而提高瞬态响应速度和功率密度；(3)采用集成磁技术的倍流整流电路不但可以减少大电流绕组和大电流连接点个数，而且有利于把电感和变压器集成到一个磁芯上，大大提高了功率密度。可见倍流整流电路特别适合于隔离型低压、大电流输出的DC/DC变换器。2.4.2倍流整流电路的缺点通过上述结论比较可以得出，倍流整流电路与半波整流，全波整流电路相比具有以优点(1)需要两个输出电感，比桥式和全波整流多用了一个电感；(2)需要采用电流模式控制来保证两个滤波电感的电流均等；(3)在副边侧，存在着不通过输出负载的无效整流电感回

45、路。这时输出电流很不稳定，因此，倍流整流器存在正常工作条件。其中正常的工作条件为: (2-15)式中，为或，为电路开关频率。要保证 和中的电流始终为正值；要有足够大的电感值保证电感纹波起伏波动值不大；要保证两个滤波电感中电流均等变化。2. 5 本章小结本章介绍了倍流整流电路的四种工作模式，并且通过比较半波、全波、倍流三种结构的整流管损耗及磁性元件，总结了倍流整流电流电路的优点，同时也指出了倍流整流的缺点，为本题选择倍流整流电路作为副边的整流结构打下了理论基础。第3章 半桥倍流整流变换器原理分析3.1 引言从VRM的发展来看，隔离型48V输入的VRM将成为发展主流。由于VRM具有低压大电流输出的

46、特点，所以隔离型VRM副边整流电路的损耗对整个变换器的效率影响很大。倍流整流电路以导通损耗小和电流纹波互消特性使其特别适合48V输入的VRM。倍流整流电路与对称半桥拓扑相结合的变换器，是一种较好的VRM拓扑，如图31所示。图 3-1 半桥倍流整流变换器 图3-2 半桥倍流整流变换器工作原理波形3.2半桥倍流整流变换器的基本工作原理在电感电流连续导电模式下，半桥倍流整流变换器在一个开关周期内有四个工作状态，各各工作状态对应的等效电路如图 3-3a)、b)、c)、d)所示。理想情况下其工作原理波形图如图3-2所示。设=L。a)状态1b)状态2c)状态3d)状态4图 3-3 半桥倍流整流变换器的四个

47、工作状态的等效电路1)状悉1(t0-t1)：S1、D2导通，s2、D1关断，等效电路如图3-3 a)。 （3-1） (3-2)在此阶段，电感在恒定正向电压的作用下，其电流线性上升。电感在恒定反向电压的作用下，其电流线性下降。流过D2的电流为。2)状态2（t1-t2）：D1、D2导通，S1、S2关断，等效电路如图3-3b)。 （3-3） （3-4）在此阶段，电感、都在反向电压的作用下，电感电流、都线性下降。流过D1、D2的电流分别为、。3）状态3(t2-t3)：S2、D1导通，S1、D2关断，等效电路图如图3-3c)。 （3-5） （3-6） 在此阶段，电感L2在恒定正向电压的作用下，其电流线性

48、上升。电感在恒定反向电压的作用下，其电流线性下降。流过D1的电流为。4）状态4（t3-t4）：D1、D2导通，S1、S2关断，等效电路如图3-3d)所示。情况与第二阶段相同。由以上分析可知，在（t0-t1）时段内，即DTs时段内，电感在恒定正向电压的作用下，其电流线性上升：在（t1-t4）时段内，即（1-D）Ts时段内，电感始终在恒定反向电压的作用下，其电流一直在线性下降，如图3-2所示。因此，电感电流的纹波值为： （3-7）根据电感电流在一个周期内伏秒积分平衡有： （3-8）可得在电感电流连续工作模式下半桥倍流整流变换器的稳态电压传递比为： （3-9）3.3 本章小结本章主要分析了半桥倍流整

49、流电路的工作原理，并得出稳态电压传递比。对以后的研究奠定了基础。第4章 半桥倍流整流变换器电路设计4.1 变换器设计根据上两章的理论分析，设计一个适用于低压大电流采用半桥倍流整流电路的VRM。相关设计指标如下：输入电压：48V DC；输出电压： 5V DC；输出电流： 10A；电路效率：；开关频率：=100KHZ；4.1.1变压器设计高频变压器是开关变换器中最核心的器件，许多主电路器件参数是设计都是依赖于高频变压器的参数设计的，因此应该现进行变压器的设计。常规的高频变压器是用于传输功率的，为了提高传输效率，变压器应当具有最小的损耗。高频变压器处于工作时的电压、电流都不是正弦波，因此其工作状况与

50、工频变压器不一样，设计方法也有很大的不同。设计时需要考虑的因素有：电压比、铁心形状和尺寸、各个绕组的匝数、导线截面积和绕组的结构等，所依据的参数是工作时的输入输出电压、工作额定电流和工作频率等13。开关电源中高频变压器的性能好坏，不仅仅影响到变压器本身的发热与效率，而且还会影响到整个高频开关电源的技术性能与可靠性。所以在高频变压器的设计与制作过程中，对磁心材料的选择、磁心与线圈的结构设计、绕制工艺都需要有周密的考虑。设计高频变压器第一步应该从磁心开始。开关电源变压器磁心大多是在低磁场情况下使用的软磁材料，它一般是指矫顽力低于 800A/m 的铁磁材料，其最大的特征就是磁滞回线面积很小，磁导率高

51、但矫顽力低。在固定线圈匝数时，如果磁心磁导率高，则通过不是很大的激磁电流就可以承受较高的外加电压，因此在输出一定功率的要求下可减轻磁心的体积。磁心矫顽力低，磁滞面积小，因此铁耗也少。常用的软磁材料主要有：电工纯铁、硅钢(铁硅合金)、铁镍合金、铁基或钴基非晶态合金、铁氧体、磁粉芯、磁性薄膜等。铁氧体材料是复合氧化物的烧结体，磁导率高而矫顽力低且电阻率很高，适合在高频下使用，但 Bs 值比较小，常使用在开关电源中13。铁氧体磁心广泛适用于各种电子设备的线圈和变压器中。因此在本课题的设计中，变压器采用的是铁氧体材料的磁心。设计变压器时，首先选择磁芯。变压器功率为 50W 左右，工作频率为 100KH

52、Z，根据 AP 法确定变压器型号： （4-1）上式中：为窗口使用系数(1)，本文取其典型值 =0.4；为波形系数，有效值与平均值之比，方波时取 =4fs为开关频率，fs=100KHz；为工作磁感应强度，根据铁氧体材料，取其 =0.3T；为电流密度比例系数，C 型铁芯允许温升 50时取其 =468；X 为常数，有磁芯确定，C 型铁芯取其 X=-0.14；因此上式计算的式子根据上式计算加 10%的裕度，选取铁氧体磁芯 EE30 型，其参数窗口面积为 73.35，铁心的截面积109，满足设计要求。根据法拉第定律 可以得出副边匝数 （4-2）因 则有 （4-3） 取副边匝数Ns=4匝；取最低输入时电压

53、对应的最大占空比，一般情况下选取0.45，考虑整流二极管的压降VD,则变换器的电流互消比为： （4-4）K取3，得出原边匝数为：匝，预留 10%的欲度，实验时选取为 13匝；4.2.2桥臂电容设计 输入分压电容的作用在于分压以及储能。它的选择要求不高，只要额定电压高于最高输入电压，容量要足以保持变压器输入电压波动幅度足够小。经仿真验证本次设计选用460 F的电解电容做分压电容。 4.2.3输出电感值设计输出滤波电感值由输出电流的纹波来确定,由于最大电流的纹波不能超过输出电流的 10%,本实验中输出电流值为 10A,因此,最大纹波电流取1A。由于倍流整流结构是交错并联的连接方式,通过两个输出电感

54、的电流纹波相互叠加,抵消了部分电流纹波。和常规单电感滤波相比,在输出纹波相同的情况下,倍流整流的电感值可以设计的较小15。电感电流的纹波大小和输出电流的纹波大小存在如下的关系：（4-5）式中:K：电流相消比例系数。电感电流和输出电流的纹波大小和的表达式： （4-6） （4-7）电流相消比例系数K： （4-8） (4-9)由上式知,当 D=0.5 时,输出电流纹波为0。因此，为减小输出电感量，额定条件下,应该使占空比接近于 0.5。本文中,48V 输入条件下的占空比： （4-10）本设计D取0.4, 最大占空比取0.45。输出滤波电感的电流纹波最大值为： （4-11）输出滤波电感的大小L为： （

55、4-12）留有一定预量，经仿真过程验证实际取值为50。 4.2.4输出滤波电容设计 开关电源的一个性能指标是高频波动和传导干扰，为了保持干扰和波动在一个合理限度内，需要认真地设计输出滤波器。设计过程中主要考虑纹波电压和纹波电流。本次设计的电压纹波要求为5 V1%=0.05V,在电感设计中计算电流纹波最大值为15 A。则有： （4-13）然而，实际的输出电容不仅仅是由输出电压纹波决定的。负载电流的大范围变动决定了输出滤波电容的最小值，根据这一准则有： （4-14）其中L为输出滤波电感，I为输出电流，为正常输出电压，为最大输出电压，一般取正常输出电压的1.3倍。 最后经过计算和仿真的结果 电感实际

56、取值为600。4.3 控制电路设计一般而言，PWM控制电路包括调压与保护两部分。由于变换器是一个闭环系统，一方面要求它有足够的回路增益，另一方面还必须满足动态品质要求，如稳定性及动态响应性能等，因此，PWM控制电路应有误差放大器和适当的校正网络，还有软启动、过流、过压保护等功能。随着电子技术的发展，己出现了各种专用集成脉宽调制器，它们都包括了控制电路的全部功能，只需稍加少许外围元件即可。本文 研 究 零电压软开关，其专用控制芯片已有很多，如UC3861，UC3864，UC3714，UC3715，NE5580，MC33066，MC34066等。也可采用普通的PWM控制芯片，如SG3526等。由于

57、市场上SG3526在本地较容易买到，因而实验时选择它作控制芯片。4.3.1 SG3526脉宽调制器单片集成控制器由于简单、可靠及使用方便灵活，它大大简化了变换器的设计与调试。SG3526是美国硅通用公司SG3524的第三代产品，是一种性能优良、功能齐全、适用性强的通用性集成PWM控制器16。SG3526内部电路主要由参考电压电路、振荡器、电压误差放大器、限流放大器、PWM比较器及锁存器、分相器和输出级等几部分组成。该芯片具有软启动、死区控制、欠压锁定、过热关断保护功能，此外，复位端5脚，关断端8脚可以关断输出信号。图6-1为SG3526的原理框图，图中只标明芯片的主要部分。图6-1 SG352

58、6的原理框图SG3526的主要性能有：(1)8-35V工作电源，(2)5V士1%基准电源，(3)最高400kHz振荡频率，(4)两路图腾柱输出，电流可以达到100mA,(5)数字电流限制，(6)双脉冲限制，(7)可以编程死区，(8)可以编程软启动，(9)低电压封锁，(10)对称校正能力，(11)可以6个单元同步工作。4.3.2 SG3526外围电路搭建a). 振荡电路设计根据振荡电路产生的锯齿波频率由接在9脚的R与接在10脚的决定 （6-1）C的取值范围为1nF一20nF，实验时，选0.01时，工作频率100kHz，所以实验时选4.7k电位器。b). 软启动电路设计软启动的原理是l00FA的恒流源向外接软启动电容充电，使4端电压逐渐上升，输出脉宽逐渐变宽，从而使输出电压逐渐升高，避免引起电流冲击。设主电路完成软启动的时间为50ms当4端电压(电压)为3V时，对应占空比最大。,所以，选取为2.c).