基于Matlab的PWM整流器的仿真研究论文(内附中英文翻译)

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1、本科生毕业设计专 业：电气工程与其自动化设计题目：PWM整流器的仿真研究 毕业设计题目: PWM整流器的仿真研究毕业设计专题题目：毕业设计主要内容和要求：1.学习PWM整流技术方面的基础知识；2.对PWM整流器的主电路设计进行初步研究；3.对目前应用比较广泛的PWM整流电路控制策略进行总结分析 和比较,并进行仿真分析.院长签字： 指导教师签字：摘 要随着电力电子技术的广泛应用与发展,供电系统中添加了大量的非线性负载,引起电网电压、电流的畸变,导致电力污染,实现绿色电能变换成为目前电力电子技术研究的重点之一.在众多谐波治理措施中,使用PWM整流器来调节网侧功率因数,实现能量双向流动这一主动改善电

2、能质量的技术得到了深入的研究和发展.本文基于三相两电平PWM整流器结构,对PWM整流器的控制策略进行了研究.PWM整流器的工作原理与数学模型是实现整流器控制的基础.本文分析了PWM整流器各种工作状态的工作原理,基于开关函数和占空比两种描述方法建立了PWM整流器的数学模型.对PWM整流器的有效控制是实现其改善电网质量的关键技术.本文重点分析了滞环电流控制和电流前馈解耦控制两种控制策略,并采用电压控制外环和电流控制内环组成的双闭环控制系统,而且对控制器的参数进行了设计,为PWM整流器的控制奠定了理论基础.最后运用MATLAB/Simulink构建了三相VSR仿真平台,对实验结果进行分析,证明了控制

3、策略的正确性.关键词：PWM整流器； 数学模型； 控制策略； 仿真Abstract Recent years, power electronic devices have been used wildly used in various industrial applications as essential modules. A large part of these facilities are posed of diodes or thyristors, which bring severe harmonics pollution to the power grid. The green

4、 converter of power has bee the study key point of power electronic technology. Among the methods of harmonic restraining, the technoogy of using PWM rectifier, which can modulate the grid power factor, emplement the bidirectional transmission of power and improve the power quality actively has gott

5、en in-depth study and development. This paper studied on the control strategy of rectifier based on the structure of the structure of three phase PWM rectifier. The working principle and mathematic model of PWM rectifier is the base of rectifiers control. This paper analyzed the working principle of

6、 PWM rectifier at every work state, and built the AC mathematic model of PWM rectifier based on the switching function and duty ratio. The efficient control of PWM rectifier is the key technology of improving grid quality. This paper analyzed the two control strategy of hysteresis current control an

7、d feed-forward decoupled current control, and designed the parameter of the controller, and settled the theory base of the PWM rectifiers control.A three-phase VSR simulation platform is built with Simulink software, and the simulation results prove the correctness of the control strategy.Keywords：P

8、WM rectifier; mathematic model; control strategy; simulation目录1 绪论11.1PWM整流器概述11.2研究PWM整流器的意义11.3PWM整流器的研究现状21.4本课题研究内容32 PWM整流器的工作原理、拓扑结构以与数学模型42.1PWM整流器的工作原理42.2PWM整流器拓扑结构52.3三相VSR一般数学模型9采用开关函数描述的VSR一般数学模型10采用占空比描述的VSR一般数学模型112.4基于两相静止坐标系的数学模型132.5基于两相d q同步旋转坐标系的数学模型143 PWM整流器的控制策略163.1PWM整流器的间接电流

9、控制163.2PWM整流器的直接电流控制173.3基于同步旋转坐标下的PWM整流器的双闭环控制194 三相VSR的系统设计214.1电流内环控制器的设计214.2电压外环控制器的设计234.3主电路参数设计24交流侧电感设计24直流侧电容的设计285 三相VSR的仿真研究305.1仿真软件介绍305.2三相VSR的仿真研究30总结42参考文献43翻译部分43英文原文44中文译文55致谢6541 / 441 绪论1.1PWM整流器概述非线性负载被引入电网,导致了日趋严重的谐波污染.电网谐波污染的原因有好多种,但是根本原因在于电力电子装置的开关工作方式,从而引起网侧电流、电压波形的严重畸变.在我国

10、,当前主要的谐波源主要是一些整流设备,如化工和冶金行业的整流设备以与各种调速、调压设备和电力机车等.最常见的整流方式是采用二极管不控整流电路或晶闸管相控整流电路,运用二极管不控整流电路从电网吸取畸变电流的同时又对电网注入了大量谐波与无功,造成了严重的电网谐波污染,而且直流侧能量无法回馈电网.采用相控方式的整流器也存在很多问题,在深度相控下交流侧功率因数很低,因换流引起电网电压波形畸变等缺点.这些整流器从电网汲取电流的非线性特征,给周围用电设备和公用电网都会带来不良的影响.针对上述两种整流电路的不足,PWM整流器对传统的二极管与相控整流器进行了全面的改进.PWM整流器关键性的改进在于用全控型功率

11、开关管取代了半控型功率开关管或二极管,以PWM整控整流取代了相控整流或不可控整流.PWM整流器具有很多优良的性能,例如：实现网侧功率因数的控制,网侧电流更接近正弦波,电能实现双向流动,具有较快的动态响应.为了抑制电力电子装置产生的谐波,其中最直接的一种方法就是对整流器本身进行改进,使其尽量不产生谐波,且电流和电压同相位.这种整流器被称为高功率因数变流器或高功率因数整流器.高功率因数变流器主要采用PWM整流技术,大多数都需要使用自关断器件.对电流型整流器,可直接对各个电力半导体器件的通断进行 PWM调制,使输入电流变成接近正弦且与电源电压同相的PWM波形,从而得到接近1的功率因数.对电压型整流器

12、,需要将整流器通过电抗器与电源相连.只要对整流器各开关器件施以相应的PWM控制,就可以对整流器网侧交流电流的大小和相位进行控制,不仅可以实现交流电流接近正弦波,而且可以使交流电流的相位与电源电压同相,就是系统的功率因数总是接近于1.1.2研究PWM整流器的意义在电力系统中,电流和电压应是完整的正弦波.但是在我们实际生活中的电力系统中,由于非线性负载等因素的影响,电网电压和电流波形总会存在不同程度的畸变,给电力输配电系统和附近的其它电气设备带来许多相关问题,所以就应该采取必要的措施限制其对电网和其它设备的影响.随着电力电子技术的迅速发展,各种电力电子装置在电力系统、工业、交通、家庭等众多领域中广

13、泛应用,很多场合需要大量各种类型的变流装置将一种频率、幅值、相位的电能变换为另一种频率、幅值、相位的电能,使得用电设备处于理想工作状态,或者满足用电负载某些特殊要求,从而获得最大的技术经济效益1.目前,随着功率半导体器件的研制与生产水平都在不断提高,各种新型电力电子变流装置不断出现在市场上,特别是用于交流电机调速传动的变频器性能的逐步完善,为工业领域节能和改善生产工艺提供了十分广阔的应用前景.相关资料表明,电力电子装置的生产量在未来十年中将以每年大于10%的速度飞速增长,同时,由这类装置所产生的高次谐波约占总谐波源的70%以上.根据网侧功率因数定义可以知道,相控整流装置的网侧功率因数总是小于1

14、,即使基波电流与网侧电压是同相的.随着相控角的增大,网侧功率因数也减小,这些都将给电网带来不好的影响,主要有三点： 1增加了电网的无功损耗与线路压降,更严重是,还将造成局部网络电压的波动； 2引起了电网的谐波损耗； 3这些谐波电流在传输线上流动将会引起传导和射频干扰,造成对它敏感的电子仪器和设备、继电器以与通信线路等的谐波干扰,特别对当今计算机的普与应用是一种实在的威胁.因此,采取相应的措施来抑制、以至消除这些电力危害是电力电子技术领域中一项重要的研究课题,具有重要的理论和实际意义2.1.3PWM整流器的研究现状对PWM整流器的研究开始于20世纪70年代末,而进入80年代后,PWM整流技术的应

15、用与研究在电力电子技术的发展下得到了推动.1982年,Busse Alfred提出了三相全桥PWM整流器与其网侧电流幅相控制策略,实现了PWM整流器网侧单位功率因数控制5.1984年,Akagi Hirofumi等人提出了无功补偿器控制策略,成为电压型PWM整流器的早期设计思想6. 20世纪80年代末,A.W.Green等人提出了PWM整流器连续以与离散动态数学模型和控制策略,使PWM整流器的研究达到了一个新的高度7.在20世纪90年代,PWM整流器的研究主要集中在其建模与分析、电流控制方法、主电路拓扑结构、系统控制策略以与电流型PWM整流器的研究等方面.进入21世纪,随着PWM整流器的广泛应

16、用,各国学者对PWM整流器控制策略的研究也越来越深入.最主要的研究领域几种在以下几个方面:1. 无电网电动势传感器和无网侧电压传感器控制；2. 电网电压不平衡条件下的PWM整流器控制；3. PWM整流器非线性控制策略的研究,如神经网络控制、二次型最优控制、模糊控制和反馈线性化控制等. 此外,Carls Henrique等人在PWM整流器原有的拓扑结构基础上加入了二极管整流器,二者混合使用以实现高功率因数整流；L.Belhadji和K.aliouane等人提出了新型的空间矢量调制算法,有效地减小了开关频率和开关损耗；C.Attaianese和A.Barbaro等人对整流器各变量进行逐步预测,提出

17、了一种新型的整流器预测控制方法；Monglol Konghirun则详细分析了PWM整流器各工作状态的电压、电流与开关情况,得出了PWM整流器的通用等效Boost电路；Abdelouahab Bouafia和Jean-Paul Gaubert等人用有功功率和无功功率代替直接转矩控制中的转矩和磁链,提出了无电压传感器的直接功率控制策略；Liviu Mihalache等人对于PWM整流器网侧LCL滤波器进行研究,提出了在电压畸变情况下减小电流总谐波含量的控制方法；R.Skandari和A.Rahamati则基于空间矢量调制策略,在固定的开关频率下对PWM整流器进行了基于模糊逻辑算法的直接功率控制的

18、研究8.PWM整流对电网不产生谐波污染,因而是一种真正意义上的绿色环保电力电子装置.经过几十年的研究和发展,PWM整流器技术已日趋成熟.PWM整流器主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构已从单相、三相电路发展到多相组合与多电平拓扑电路；PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级.在中大功率场合特别是需要能量双向传递的场合中,PWM整流电路具有非常广泛的应用前景.IGBT等新型电力半导体开关器件的出现和PWM控制技术的发展,极大地促进了PWM整流电路的发展,并使之进入了实用化阶段,已经应用于有源滤波器、超导储能、交流传动、高压直流

19、输电以与统一潮流控制等方面2.在我国,PWM整流电路地研究仍处于起步阶段,有关PWM整流电路的研究主要以理论和实验研究为主,虽然取得了一定进展,但是还不够完善.1.4本课题研究内容1. PWM整流器的工作原理和拓扑结构 本文分析了PWM整流器在不同工作状态下的工作原理,以与不同分类下的拓扑结构.2. 数学模型的建立 对PWM整流器电路进行分析,采用开关函数描述和占空比描述的方法建立三相PWM整流器在静止坐标系的数学模型和同步旋转坐标系下的数学模型.3. PWM整流器的控制策略 本设计采用电流内环控制和电压外环控制的双闭环控制结构.其中,电流内环的动态性能直接影响电压外环的控制性能.PWM整流器

20、的电流内环控制分为直接电流控制和间接电流控制,直接电流控制采用前馈解耦控制,间接电流控制采用幅相控制.4. 三相VSR的系统设计 本文对三相VSR的系统设计包括电流内环和电压外环控制器的设计,并对主电路的参数进行了设定.5. 三相VSR的仿真研究采用Matlab/Simulink仿真软件对PWM整流器的数学模型和电路模型分别进行仿真实验,寻找合适的控制方法和系统参数,分析仿真结果,验证模型的正确性和控制方法的可行性.2 PWM整流器的工作原理、拓扑结构以与数学模型2.1PWM整流器的工作原理 PWM整流器实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置,为了便于理解,以下首先从模型电路来阐述P

21、WM整流器的原理3.图2.1为PWM整流器模型电路,可以看出：PWM整流器模型电路是由交流回路、功率开关管桥路以与直流回路组成.其中交流回路包括交流电动势e和网侧电感L等；直流回路包括负载电阻R和负载电动势等；功率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组成.图2.1 PWM整流器模型电路 当不计功率开关管桥路损耗时,由交、直流侧功率平衡关系得：式中v和i是模型电路交流侧电压和电流；和是模型电路直流侧电压和电流.由上不难理解：通过对模型电路交流侧的控制,就可以控制其直流侧,反之对直流侧的控制也可以控制交流侧. 以下主要从模型电路的交流侧入手,分析PWM整流器的运行状态和控制原理.稳态条件下,PWM整流

22、器交流侧矢量关系如图2.2所示.图2.2 PWM整流器交流侧稳态矢量关系 为简化分析,对于整流器模型电路,只考虑基波分量而忽略PWM谐波分量,并且不计交流侧电阻.由图2.2分析可以知道：以电网电动势矢量为参考时,通过控制交流电压矢量就可以实现PWM整流器的四象限运行.若假设不变,因此 =也是固定不变的,在这种情况下,PWM整流器交流电压矢量端点运动轨迹就构成了一个以为半径的圆.当电压矢量端点位于圆轨迹A点时,电流矢量比电动势矢量滞后,此时PWM整流器的网侧呈现纯电感特性,如图2.2a所示；当电压矢量端点运动至圆轨迹B点时,电流矢量与电动势矢量平行而且同向,此时PWM整流器网侧呈现正电阻特性,如

23、图2.2b所示；当电压矢量端点运动至圆轨迹C点时,电流矢量比电动势矢量超前,此时PWM整流器的网侧呈现纯电容特性,如图2.2c所示；当电压矢量端点运动至圆轨迹D点时,电流矢量与电动势矢量平行且反向,此时PWM整流器的网侧呈现负阻特性,如图2.2d所示.以上,A、 B、C、D四点是PWM整流器四象限运行的四个特殊工作状态点,进一步分析,可得PWM整流器四象限运行的规律如下： 1电压矢量端点在圆轨迹AB上运动时,PWM整流器运行于整流状态.此时,PWM整流器需要从电网中吸收有功和感性无功功率,电能将通过PWM整流器从电网传输至直流负载.应该注意的是,当PWM整流器运行在B点时,实现的是单位功率因数

24、整流控制；而在A点运行时,PWM整流器则不从电网吸收有功功率,而只是从电网吸收感性无功功率. 2当电压矢量端点在圆轨迹BC上运动时,PWM整流器运行于整流状态.此时,PWM整流器需从电网吸收有功与容性无功功率,电能将通过PWM整流器从电网传输至直流负载.当PWM整流器运行至C点时,PWM整流器将不从电网吸收有功功率,而只是从电网吸收容性无功功率. 3当电压矢量端点在圆轨迹CD上运动时,PWM整流器运行于有源逆变状态.此时PWM整流器向电网传输有功与容性无功功率,电能将从PWM整流器直流侧传输至电网.当PWM整流器运行至D点时,就可以实现单位功率因数有源逆变控制. 4当电压矢量端点在圆轨迹DA上

25、运动时,PWM整流器运行于有源逆变状态.此时,PWM整流器向电网传输有功与感性无功功率,电能将从PWM整流器直流侧传输至电网.显然,要实现四象限运行,关键在于网侧电流的控制.一方面,可以通过控制PWM整流器交流侧电压,间接控制网侧电流；另一方面,可以通过网侧电流的闭环控制来直接控制PWM整流器的网侧电流. 根据上述工作状态的分析,可以得出,想要使PWM整流器实现四象限运行,必须对网侧电流进行有效的控制.主要方法有两种： 一是控制PWM整流器的网侧电压,从而间接控制其网侧电流； 二是通过网侧电流的闭环控制,直接控制PWM整流器的网侧电流.2.2PWM整流器拓扑结构随着PWM整流技术的发展,已经设

26、计出多种PWM整流器,它们在主电路结构、PWM信号发生以与控制策略等方面均有各自的特点.按直流储能形式可以分为电压源型和电流源型.按电网相数可以分为单相电路、两相电路和多相电路.按开关调制可以分为硬开关调制和软开关调制.按桥路结构可以分为半桥电路和全桥电路.按调制电平可以分为两电平电路、三电平电路和多电平电路.在电压源型PWM整流器的诸多拓扑结构中,直流侧均采用电容进行储能,使直流侧呈电压源特性,这是其最显著的特征. 图2.3单相半桥VSR拓扑结构 图2.4单相全桥VSR拓扑结构图2.3和图2.4为单相半桥和全桥VSR拓扑结构.可以看出,单相半桥和单相全桥VSR的交流侧的电路结构是相同的,其中

27、交流侧电感主要用于滤除网侧电流谐波.单相半桥VSR只有一个桥臂采用功率开关器件,另一桥臂由两个串联的电容组成,可以作为直流侧储能电容；单相全桥VSR采用四个功率开关器件构成H桥结构,每个功率开关器件与一个续流二极管反并联,以用来缓冲PWM过程中的无功电能.两者比较,前者的主电路结构简单,造价低,常用于低成本、小功率的应用场合.但是半桥电路直流电压是全桥电路的两倍,对其功率开关器件的耐压要求较高,而且需要引入电容均压控制来保持电路中点电位基本不变,因此控制起来相对复杂. 图2.5三相半桥VSR拓扑结构 图2.6三相全桥VSR拓扑结构图2.5和图2.6为三相半桥、全桥VSR拓扑结构,三相半桥VSR

28、交流侧采用三相对称的无中线连接方式,用六个功率开关器件构成,适用于三相电网平衡的系统,是一种普遍使用的PWM整流器.三相全桥VSR克服了前者在电网不平衡的时候容易发生故障的缺点,在公共直流母线上连接了三个独立控制的单相全桥VSR,而且通过变压器连接三相四线制电网,但是其功率开关器件数量是前者的两倍,所以应用较少.以上所介绍的是两电平拓扑结构应用于高压场合时,需要将多个开关器件串联在一起使用,或使用耐压等级较高的开关器件,以提高电压等级.使用时,当开关频率不高时,谐波含量会相对增大.而具有中点嵌位的三电平VSR拓扑结构采用二极管嵌位,获得交流输出电压为三电平,因此提高了耐压等级,降低了交流谐波电

29、压、电流,改善了网侧波形品质.只是这种方法所需的功率开关器件数量过于多,控制相对复杂和繁琐,所以很难被广泛应用.以上所述的VSR拓扑结构属常规的二电平拓扑结构.这种拓扑结构的不足之处在于,当其应用于高压场合时,需使用耐高压的功率开关或将多个功率开关串联使用.此外,由于VSR交流侧输出电压总在二电平上切换,当开关频率不高时,将导致谐波含量相对较大.为解决这些问题,设计了具有中点嵌位的三电平VSR拓扑结构,这种拓扑结构中以多个功率开关串联使用,并采用二极管嵌位以获得交流输出电压的三电平调制.显然,三电平VSR在提高耐压等级的同时有效地降低了交流谐波电压、电流,从而改善了其网侧波形品质.图2-7为三

30、相三电平VSR电路拓扑结构,可见,三电平电路所需功率开关与二电平电路相比成倍增加,并且控制也相对复杂,这是这种电路的不足之处.另外,为了更好地适应高压大功率应用,并降低交流输出电压谐波,近年来还设计出采用多个二极管嵌位的多电平VSR拓扑结构.图2.7三相三电平VSR拓扑结构 图2.8三相软开关VSR拓扑结构图2.8为三相软开关VSR拓扑结构.图中,桥式并联谐振网络由谐振电感、谐振电容、功率开关V7、V8以与续流二极管VD7、VD8组成；V9和VD9为直流侧开关,其主要作用是将直流侧与谐振网络和交流侧隔离.在一定条件下,、产生谐振,并使两端产生零电压,此时,对三相桥功率开关进行切换,便可实现软开

31、关PWM控制.电流源型PWM整流器直流侧采用电感进行直流储能,使CSR直流侧呈现高阻抗的电流源特性,这是其拓扑结构的最显著特征.CSR通常有单相和三相两种.CSR在交流侧均增加了滤波电容,与网侧电感组成LC滤波器,以滤除CSR网侧谐波电流,并抑制CSR交流侧谐波电压.在CSR功率开关器件之路上需顺向串联二极管,以阻断反向电流,提高功率开关器件的耐反压能力.2.3三相VSR一般数学模型 所谓三相VSR一般数学模型就是根据三相VSR拓扑结构,在三相静止坐标系a,b,c中利用电路基本定律对VSR所建立的一般数学描述.三相VSR拓扑结构如图2.9所示.针对三相VSR一般数学模型的建立,通常作以下假设:

32、1电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势,；2网侧滤波电感L是线性的,且不考虑饱和； 3功率开关损耗以电阻表示,即实际的功率开关可由理想开关与损耗电阻串联等效表示；4为描述VSR能量的双向传输,三相VSR其直流侧负载由电阻和直流电动势串联表示.图2.9 三相VSR拓扑结构图根据三相VSR特性分析需要,三相VSR一般数学模型的建立可采用以下两种形式:1采用开关函数描述的一般数学模型；2采用占空比描述的一般数学模型.采用开关函数描述的一般数学模型是对VSR开关过程的精确描述,较适合于VSR的波形仿真.然而,采用开关函数描述的VSR一般数学模型由于包括了其开关过程的高频分量,因而很难用于指导控制器设计

33、.当VSR开关频率远高于电网基波频率时,为简化VSR的一般数学描述,可忽略VSR开关函数描述模型中的高频分量,即只考虑其中的低频分量,从而获得采用占空比描述的低频数学模型.这种采用占空比描述的VSR低频数学模型非常适合于控制系统分析,并可直接用于控制器设计4.但是,由于这类模型略去了开关过程的高频分量,因而不能进行精确的动态波形仿真.总之,采用开关函数描述的以与采用占空比描述的VSR一般数学模型在VSR控制系统设计和系统仿真中各自起着重要作用.常用后者对VSR控制系统进行设计,然后再用前者对VSR控制系统进行仿真,从而校验控制系统设计的性能指标.采用开关函数描述的VSR一般数学模型 以三相VS

34、R拓扑结构为例,如图2.9所示,建立采用开关函数描述的VSR一般数学模型.当直流电动势时,直流侧为纯电阻负载,此时三相VSR只能运行于整流模式,当时,三相VSR既可运行于整流模式,又可运行于有源逆变模式,当运行于有源逆变模式时,三相VSR将所发电能向电网侧输送,有时也称这种模式为再生发电模式；当时,三相VSR也只能运行于整流模式. 为分析方便,首先定义单极性二值逻辑开关函数为 将三相VSR功率管损耗等值电阻同交流滤波电感等值电阻合并,且令采用基尔霍夫电压定建立三相VSR a相回路方程 2.1当导通而关断时,且；当关断而导通时,且,则式2.1可改写为： 2.2 同理： 2.3 2.4由于主电路为

35、三相三线平衡系统,故 2.5 2.6 联立式2.3到式2.6,可得： 2.7 在图2.9中,任何瞬间总有三个开关导通,其开关模式共有8种,因此,直流侧电流可以描述为： 2.8另外,对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律,可得： 2.9即： 2.10联立式2.2到2.9,而且考虑引入状态变量X,且X=,则采用单极性二值逻辑开关函数描述的三项VSR一般数学模型的状态变量表达式为： ZX=AX+BE 2.11其中 2.12 2.13 2.14 2.15采用占空比描述的VSR一般数学模型为消除开关函数描述的VSR一般数学模型中的高频分量,在开关函数模型中引入傅里叶周期函数的傅里叶展开如下: 2.1

36、6若三相VSR采用三角载波PWM控制,以自然采样法生成PWM信号时,PWM开关函数波形如图2.10a所示,可见在一个开关周期内,PWM波形不对称.但当开关频率远高于电网频率时,可用规则采样法代替自然采样法.此时,在一个开关周期内,PWM开关函数波形如图2.10b所示,显然波形是对称的.图2.10 PWM与开关函数波形a自然采样法b规则采样法 图2.10中,其中为PWM开关频率；为对应相的PWM占空比,且.如图2.10b所示,开关函数与占空比间的关系为 2.17 2.18 由图2.10与以上关系式表明：PWM占空比实际上是一个开关周期上开关函数的平均值,故 2.19 2.20 2.21显然 2.

37、22将式2.21、2.22代入2.12得 2.23式中 阵中的低频分量阵中的高频分量并且 2.24 2.25 2.26 2.27与相对应,状态变量X可以分解为高频分和低频分量,即 2.28把式2.28代入式得到基于占空比描述的三项VSR一般数学模型为 2.29其中低频数学模型为 2.30高频数学模型为 2.31显然,若忽略式模型中的高频分量,就可获得采用占空比描述的三相VSR低频数学模型.显然,这一低频模型将有助于简化三相VSR控制系统的分析与设计.2.4基于两相静止坐标系的数学模型三相系统向两相系统变换时,存在,两种变换方式,即分别为等量变换和等功率变换.而坐标变换又是通用矢量分解等效的结果

38、.三相物理量可以用一个空间旋转矢量在三个静止对称轴,上的投影来表示,这个旋转矢量也就是通用矢量.而等量坐标变换,是指某一坐标系中的通用矢量与变换后的另一坐标系中的通用矢量相等的坐标变换.等功率变换是指坐标变换前后功率相等的坐标变换.在实际应用中,可根据具体要求任意选用以上两种坐标变换,一般情况下,常选用等量坐标变换,而在需要矩阵逆变换时,选用等功率坐标变换.本文选用等量的坐标变换.那么从三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换为： 2.32从两相静止坐标到三相静止坐标的变换阵为： 2.33使用变换矩阵,把式2.33变到坐标系下的数学模型如下： 2.34式中为坐标系下单极性二值逻辑开关函数.2.5基

39、于两相d q同步旋转坐标系的数学模型图2.11 电压定向的稳态矢量图解假设坐标的轴在初始时刻和电网电压矢量重合,则静止坐标系与旋转坐标系之间的变换如图2.11,具体转换的表达式如下： 2.35 2.36其中.使用变换矩阵,把式2.36变到坐标系下的数学模型如下： 2.37其中,.3 PWM整流器的控制策略 整流器的控制目标有两个,一是对输入电流的控制,这也是整流系统控制的关键所在,采用PWM整流器的使输入电流波形正弦化；二是对输出电压的控制,对输入电流的有效控制的实质是对变换器能量流动的有效控制,也就控制了输出电压.基于这个观点,可以将整流器的控制分成间接电流控制和直接电流控制两大类. 在PW

40、M整流器控制系统设计中,一般采用电流内环控制和电压外环控制的双闭环控制系统.其中,电流内环的动态性能直接影响电压外环的控制性能.对于电流内环来说,其控制技术主要分为间接电流控制和直接电流控制两大类.间接电流控制优点在于控制简单,一般无需电流反馈控制,其主要问题在于PWM整流器电流动态响应不够快,对系统参数变化较为敏感,适合于动态响应要求不高且控制结构要求简单的应用场合.直接电流控制以快速电流反馈控制为特征,如滞环电流控制、固定开关频率电流控制、空间矢量电流控制等.直接电流控制可以获得较高品质的电流响应,具有网侧电流闭环控制,使网侧电流动、静态性能得到了提高,同时也使网侧电流控制对系统参数不再敏

41、感10.3.1PWM整流器的间接电流控制 在PWM整流器间接电流控制的诸多的方法中,幅相控制是其中的代表,幅相控制的特点是控制简单,无需电流反馈.但是,间接电流控制存在一些问题,诸如电流动态响应不够快、对系统参数波动较为敏感、交流侧电流中含有直流分量等.因此,间接电流控制适用于控制结构要求简单且动态响应要求不高的场合.PWM整流器间接电流控制技术的实质是通过脉冲宽度调制方法,在PWM整流器的交流侧生成幅值和相位均受控的正弦脉宽调制电压.电网电动势与该电压共同作用于PWM整流器交流侧电感上,即可形成正弦基波电流,而电感将对谐波电流进行滤除.这种电流控制方案之所以称作间接电流控制,是因为其原理是通

42、过对电压的控制来对电流进行控制的.由于这种控制方式不需要交流电流传感器,无需构成电流闭环控制,所以是一种简单控制方案.间接电流控制框图如图3.1所示.图3.1间接电流控制框图PWM整流器的间接电流控制分为静态和动态两种控制方式.静态间接电流控制主要依据三相交流侧基波电流电压矢量的静态关系,求解相应的控制算法.具体方法是从交流侧静态矢量关系中求出各相PWM信号时域表达式,并进行PWM控制,实现静态间接电流控制.理论上,当三相平衡时,静态间接电流控制能实现直流测电压的无纹波控制.研究表明,采用这种控制算法时,网侧高频电流分量谐波幅值与直流电压成正比,与开关角频率、网侧电感和谐波次数二次方成反比,因

43、此,适当增大网侧电感与提高开关频率,均有利于抑制网侧电流谐波.由于控制算法实现简单,并且可以采用基于固定开关频率的PWM控制,所以有利于降低功率开关器件损耗和应力.而且,基于固定开关频率的PWM控制可以方便交流电感的设计.但是其控制参数均与电路参数有关,当电路参数变动时,将引起控制偏差.同时,由于这些控制参数与控制算法均建立在静态模型的基础上,无法取得快速的动态电流响应.为克服这种方法的不足,在设计时,可以依据电压、电流间的动态关系,用矢量表达式进行描述,从而使PWM整流器获得尽可能快的动态电流响应.3.2PWM整流器的直接电流控制PWM整流器在两相d、q同步旋转坐标系下的数学模型为： 3.1

44、可以看出,PWM整流器的d、q两相之间存在强耦合作用发,给控制系统的设计造成一定困难.为此,需要采用前馈解耦控制.首先将上式中前两行进行调整,得到: 3.2由于稳态时,和应该是一个恒定的控制量,可以通过调节电流和得到,为了使其便于控制,将稳态时的给定值和做如下定义: 3.3将式3.3进行拉式变换,得到: 3.4所以,上式为一阶惯性环节,于是在PI调节器作用下,和可表示为: 3.5将式3.3代入3.2,可以得到: 3.6其中,和分别为电流内环比例调剂增益和积分调节增益,和分别为电流指令值.将式代入可以得到: 3.7将此式以框图形式表示,可以得到电流前馈解耦算法框图,如图3.2所示. 图3.2电流

45、前馈解耦算法框图将式3.7代入3.2,并进行化解,可以得到电压源型PWM整流器在两相d、q同步旋转坐标系上实现电流前馈解耦后的数学模型: 3.8通过式3.8可以看出,基于电流前馈的控制算法可以使电流和的控制互不影响,式中的电流指令值和分别为系统输入的有功电流和无功电流给定值.这样就可以实现PWM整流器网侧有功和无功分量无耦合且独立的控制,即实现了PWM整流器的电流内环解耦控制,从而降低了控制系统设计的难度,便于电流调节器的设计.基于以上的公式推导,可以得到三相PWM整流器电流内环的控制模型如图3.3所示. 图3.3三相PWM整流器电流内环的控制模型框图3.3基于同步旋转坐标下的PWM整流器的双

46、闭环控制由于静止坐标系中的三相电源是互相耦合的,控制起来比较复杂,所以一般采用旋转坐标系模型的控制方法.如果电网输入电压平衡,此时d、q分量均为直流,且坐标系中的d轴电流为系统输入有功电流,q轴电流为系统无功电流.这样就可以实现三相VSR网侧有功和无功分量无耦合、独立控制.所以调节器的设计方便,运算简单,而且很容易实现输入功率因素为1.具体分析如下： 假设三相电压源输入电压： 3.9式中,、是网侧三相输入电源电压幅值与角速度.将三相电压变换到坐标系,可以得到： 3.10通过给定系统有功功率和无功功率可以得到其所对应的电流给定： 3.11为了实现PWM整流器的单位功率因素,给定无功功率等于0.同

47、时,将式3.10代入上式可以得到: 3.12由已知的两相旋转坐标系系统模型,可以得到两相电流微分方程为: 3.13由此,可以将电流内环设计为: 3.14根据上述分析,构造如下图所示的变流系统双环控制结构.外环为电压环,控制直流母线电压的输出,通过直流母线电压给定和反馈得到系统输出电压误差,经过电压调节器计算有功电流给定.其值决定有功功率的大小,符号决定功率的流向.系统内环为点六环,其作用是控制电流响应.控制框图如下所示： 图3.4三相VSR基于同步旋转变换方案控制框图4 三相VSR的系统设计 三相VSR多采用电压外环控制和电流内环控制组成的双闭环控制系统.电压外环的作用是根据直流电压的大小决定

48、三相VSR变换器输出功率的大小和方向以与三相电流给定信号.电流内环的作用是使整流器的实际输入电流能够跟踪电流给定,实现单位功率因数或功率因数可变.为了使系统有好的动态性能,智能控制算法被引入到三相VSR中来.本章主要讨论三相VSR的系统设计以与优化控制算法11.4.1电流内环控制器的设计三相VSR的控制框图如图3.4所示. 电流内环的输出为电压给定： 4.1其中,、分别是同步坐标系中d、q轴上的电流误差.如果电流环采用PI调节器,则有： 4.2、为d轴电流调节器的比例、积分增益；、为q轴电流调节器的比例、积分增益.如果考虑电流内环的采样延时和PWM控制的小惯性特点,同时忽略电压扰动的影响,可以

49、得到解耦的电流内环结构,如下图所示： 图4.1电流内环解耦控制模型 图中,为点六环采样时间.以d轴电流为例进行分析,此时的系统开环传递函数为： 4.3由于,可以将上式传递函数简化为： 4.4简化后的控制系统可用如下的方框图表示： 图4.2简化后的电流内环解耦控制模型考虑到系统的对称性,d轴和q轴的电流选用同样的调节器.令,则系统闭环传输函数为： 4.5如果选取适当的电流调节器参数使得,可以得到： 4.6同理,可以得到： 4.7令,则电流内环等效成一个惯性环节,时间常数为.当主电路越小、调节器比例系数越大时,电流内环动态响应越快.可以将闭环控制系统的增益减小至-3db的频率点定义为闭环系统频带宽

50、度.由得到.同时,由于,可以得到,即电流内环频带宽度为.4.2电压外环控制器的设计三相VSR电压外环控制结构如下图所示： 4.3电压外环控制框图其中,为电压环采样时间.忽略负载扰动,同时以0.75代替比例增益0.75m,则系统开环传递函数为： 4.8合并系统中的电压外环和电流内环两个小惯性环节,则系统开环传递函数为： 4.9传递函数简化后的控制系统可以用如下框图来表示:图4.4简化的外环控制框图考虑到电压外环的主要作用是抑制三相VSR直流母线电压的波动,所以系统整定时,应着重考虑电压的抗干扰性能.根据式4.9给出的系统开环传递函数,得到电压环中频宽： 4.10根据系统控制器的参数整定关系,可以

51、得到： 4.114.3主电路参数设计交流侧电感设计在三相VSR系统设计中,交流侧电感的设计至关重要.这是因为三相VSR交流侧电感的取值不仅影响到电流环的动、静态响应,而且还制约着整流器输出功率、功率因数以与直流电压.交流侧电感对整流器系统的影响和作用是综合的.以下分别从稳态条件下满足整流器输出有功功率以与电流波形品质指标两方面讨论其交流侧电感的设计.1满足功率指标时的电感设计 稳态条件下,整流器交流侧矢量关系如图4.5,图中忽略了其交流侧电阻R,且只讨论基波正弦电量. 由图看出：当不变,且一定条件下,通过控制整流器交流侧电压的值、相位,即可实现其四象限运行,且矢量端点轨迹是以为半径的圆.由于=

52、,因此三相VSR交流侧稳态矢量关系体现了对其交流侧电感的约束.交流电网电动势矢量 VSR交流侧相电压矢量VSR交流侧电感电压矢量 VSR交流侧相电流矢量图4.5 三相VSR稳态交流侧矢量关系 图4.5中,B、D点为单位功率因数整流、逆变状态运行点,A、C点为纯电感、纯电容特性运行点,并且通过-坐标轴将整流器运行状态分为四个运行象限.当整流器直流侧电压确定后,其交流侧电压最大峰值也得以确定,即 4.12式中,M为PWM相电压最大利用率.为使整流器获得四象限运行特性,F点应可处于圆轨迹上任一点上,为此必须确保它能输出足够大的.但由于,因此必须限制交流侧电感,使足够小,才能使它四象限运行,且可以输出

53、足够大的交流电流.对于图4.5矢量轨迹圆上的任一点,此时令交流侧功率因数角,针对图4.5中的三角形,则,利用余弦定理得 4.13将代入式4.15,并化简得 4.14求解上式得 4.15式中 为电网相电动势峰值；为三相VSR交流侧基波相电流峰值；为三相VSR交流侧基波相电压峰值.由式4.12知 4.16将式4.16代入式4.15,得三相VSR交流电感取值为 4.17显然,所以 4.18式4.18体现了实现整流器四象限运行时其直流侧电压取值的下限.直流侧电压的选取将在下面讨论.对于三相VSR, 采用PWM矢量控制方式控制时,则.从式4.17可以看出,当三相VSR运行于C点时,电感上限值最小,那么可

54、以得出L取值的范围： 4.192满足瞬态电流跟踪指标时的电感设计电感的设计还需要考虑满足瞬态电流跟踪指标要求,即要快速电流跟踪,又要抑制谐波电流.以正弦波电流控制为例,当电流过零时,其电流变化率最大,此时电感应足够小,以满足快速跟踪电流要求；另一方面,在正弦波电流峰值处,谐波电流脉动最严重,此时电感应足够大,以满足抑制谐波电流要求.为进一步简化分析,以下讨论只考虑正弦波电流控制.对于三相VSR,列出a相电压方程如下： 4.20 若忽略交流侧电阻,且令,则式4-20简化为 4.21写成增量形式为： 4.22首先分析满足快速电流跟踪要求时的电感设计.从电流跟踪速度考虑,应使实际电流的变化率始终大于

55、参考电流的变化率,这样才能实现电流的跟踪,而参考电流在过零处的速率最大,故应满足： 4.23在电流变化速率最大的过零点处,采用PWM矢量控制方式产生的最大的调制电压矢量为,此时有： 4.24另一方面,还需要讨论抑制谐波电流时电感的设计.考虑在正弦电流峰值附近,根据在PWM调制方式下的一个开关周期内不同时间段整流器交流侧a相电压的瞬时值见表4.1,可以得出在这个开关周期内电流跟踪的瞬态过程,其波形如图4.6所示.表4.1 在一个开关周期Ts内Va不同时间段的瞬时值000图4.6在一个开关周期Ts内a相电流的跟踪波形由图4.6可知,三相VSR各相电流在一个开关周期内的最大电流脉动为.再由表4.1可知,在时间段内,变流器输出为零,显然,由式4.22可以求出a相滤波电感上的电压为,为此可以求出时间段内a相电流脉动为： 4.25其中为PWM调制时零矢量的作用时间.对于上式,当电网电动势取得峰值,并且作用时间最大的时候,电流脉动将取得最大值.令允许的电流脉动幅值最大为,那么有： 4.26由式4.26可得电感设计的下限约束条件：